大家知道，峰值电流控制在占空比大于50%的时候容易出现次谐波振荡，造成工作不稳定的现象。在给大家展示一下峰值电流控制模式的控制过程，至于具体的工作原理，可以参考上一篇文章。
控制框图
控制波形
峰值电流控制模式保持开关管峰值电流的恒定，也就是控制输出电感电流峰值的恒定，以确保输出所要求的直流平均负载电流。用来保持所对应的直流输出电压与电压误差放大器给定的输出电压值一致。
直流负载电流是输出电感电流的平均值，而恒定开关管峰值电流只是恒定了电感电流的峰值，并不能保证电感电流的平均值恒定，即无法保持输出负载电流的恒定。这样，在上述的未改进的电流模式电路中，直流输入电压的变化会引起直流输出电压的瞬时变化，经过短暂延时后，这个输出电压变化会被误差放大器外反馈环调整，达到一个稳定的状态。
这个就涉及到“峰值与平均值的比值”问题了，此问题来源于保持电感峰值电流恒定不能保证其平均电流恒定，原因在于占空比的改变会改变平均电流，而峰值电流却保持不变【见下面的图】。
尽管如此，控制峰值电流的内环，能保持电感峰值电流恒定，却不一定能提供与输出电压对应的正确的电感平均电流，从而导致输出电压的再次变化。反复的调整会造成输入电压变化时输出电压产生振荡，并且会持续一段时间。在宽范围的占空比变化时，将导致次谐波不稳定问题。
这个是在不同输入电压下的输出电感电流波形。在电流模式下，电感峰值电流是恒定的。直流输入电压最低时，ton最大，对应产生的电感平均电流为Iavl；随着直流输入电压的升高，导通时间会减小以维持输出恒定。但是对应的电感平均电流比
小。由于输出电压和电感电流的平均值（而非峰值）相关，所以当输入电压下降，电流内环使脉宽增加时，会造成直流输出电压过高；而反馈外环又使脉宽减少，电压下降。这样，直流输出被反馈环反复调整形成振荡。【其中：
为电感电流的下降斜率，
是低压输入时电感电流的上升斜率，
是高压输入时电感电流的上升斜率。】
另外一种引起次谐波振荡的原因是在恒定输入电压下，如果由于某种原因产生了初始扰动电流，则经过第一个下降沿后，电流会产生偏移
.
此时如果占空比小于50%（m2<m1），如下图，则输出扰动会小于输入扰动
，那么经过几个周期之后，扰动就会自动消除。
如果占空比大于50%(m2>m1)，如下图，则经过一个控制周期之后，产生的偏移比初始扰动
要大，则干扰将连续增加，从而引起振荡。
下图是占空比大于50%情况下出现的次谐波振荡波形
解决上述峰值电流控制模式两个问题的方案就是引入斜率补偿。
实现的原理是：在误差放大器的输出叠加一个斜率为-m的电压，选择合适的补偿斜率m，则输出电感的平均电流就和开关管的导通时间无关。图中显示的是电感电流的上升斜率m1和下降斜率m2。从电流模式的的原理我们知道，开关管导通时间从每个时钟脉冲前沿开始到开关管的电流信号电压达到误差放大器输出电压Vcp时结束。斜率补偿就是将一个从时钟脉冲前沿开始且斜率为-m的电压叠加到误差放大器的输出端。
那么这个斜率m该如何选择计算呢？
对于极限情况下占空比为100%，此时m1=0，稳定时必须满足,这样可以得出补偿斜率必须满足
如果选取补偿斜率为电感电流下降沿的斜率m2，这样扰动信号在一个周期内就完成了对干扰信号的矫正。
当外加补偿斜坡信号的斜率增加到一定程度，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。因为若将斜坡补偿信号完全用震荡电路的三角波代替，就成为电压模式控制，只不过此时的电流信号可以认为是一种电流前馈信号。当输出电流减小，峰值电流模式控制就从原理上趋向于变为电压模式控制。当处于空载状态，输出电流为零并且斜坡补偿信号幅值比较大的话，峰值电流模式控制就实际上变为电压模式控制了。
还有就是斜率补偿会影响峰值电流限制，而峰值电流限制会影响变换器的输出容量。所以我们在进行设计时，必须确保输出容量在输入电压范围内能满足要求。
因为峰值电流控制的精确数学模型比较难以得到，主要因为电流模式控制有两个反馈环（一个电压反馈环和一个电流反馈环）。不同的研究人员提出了不同的建模方法，但至今还没有公认统一的方法，不过比较有权威的是Middlebrook提出的一种简化模型，大家如果有兴趣可以去下载查看。
dsPIC33CK系列内置有带12bit DAC的高速模拟比较器，该DAC可以生成具有斜率补偿的波形，如下
通过对寄存器的设置，可以产生不同斜率的波形，下面是经过斜率补偿后的实测波形，在峰值电流控制模式下占空比大于50%情况，没有出现次谐波振荡了。
参考文档：开关电源设计 第三版
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