为了有效地将高电压降低到低电压，需要降压 DC/DC 转换器。
考虑图 1 的电路
图1
顶部 MOSFET 开启，在输入电压 (IN) 和电感器左侧 L1 之间形成短路。电感电流根据等式上升
其中 V 是电感两端的电压，L 是电感值，di/dt 是通过电感的电流随时间的 变化。因此，对于固定的输入电压和固定的输出电压，电感两端的电压是固定的，因此电流随时间的变化是恒定的（即斜坡波形）。
启动时的输出电压为 0V，因此电感两端的初始电压等于输入电压。然而，随着输出电压的变化（然后达到调节），上述等式变为
峰值电感电流由一个小型串联电阻器 R4 检测，当该电阻器两端的电压等于某个值（参见特定转换器的数据表）时，IC 将关闭顶部 MOSFET。
现在，电感器不喜欢电流被中断，因此当顶部 MOSFET 关闭时，电感器就像电池一样试图保持电流流动。参考图 1，电感器的输出侧尝试正向飞行（将电流从电感器的右侧推出），其开关侧（左侧）向负向飞行（尝试将电流吸入其左侧） side) – 努力保持从左到右的电流流动。由于电感器的输出侧由电容器钳位，因此左侧为负。此时，IC 开启底部 MOSFET Q2，将电感器的左侧钳位至地并使电感器保持其电流流动。
因此，电流向上流过MOSFET Q2，从左到右通过电感器并向下流入输出电容器，从而为输出电容器充电。
当 MOSFET Q2 导通时，它还会在电容器 C6 的底部提供一个到 0V 的短路。由于 C6 的顶部通过二极管 D1 连接到 LTC3891 的内部线性稳压器 (INTVCC)，因此该电容器充电至 INTVCC – 0.3V。然后使用该电容器上的电压提供高于输入电压的电压，以启用顶部 MOSFET。实际上，在启动时，Q2 实际上在 Q1 之前开启以对快速电容器 C6 充电，从而使 Q1 能够开启。
然后该过程再次开始，Q1 再次开启并对电感器充电。
电感器的放电周期由与充电周期相同的方程控制：
其中 V 是电感两端的电压，等于输出电压（因为电感的左侧被 MOSFET Q2 钳位到 0V）
图 1 的 LTspice 模型可在文末下载： LTC3854 降压转换器。
LTC3854 的数据表可在ADI官网下载： LTC3854 数据表。
考虑图1，输入电压为12V，输出电压（调节中）为5V，电感值为6uH
因此从
我们可以确定电感充电时电流的变化是
或每秒 1,166,666 安培。
当电感放电时（当 Q2 导通时），电感根据方程放电
或者
这相当于每秒 833,333 安培。
图2
图 2 显示了一个 LTspice 模拟，电流从 4.378A 上升到 5.604A 超过 1.08us，每秒变化 1,135,185 安培——与上面计算的结果相差不远。
在放电期间，电流从 5.604A 下降到 4.378A，但超过 1.438us，变化为 852,573A——接近我们计算的值。
上面的差异是因为每个 MOSFET 都不会出现完美的短路，并且在完全激活时实际上有大约 50mV 的电压穿过它。
有趣的是，di/dt 的值仅由电感值和电感两端的电压决定。控制器 IC 与设置电感斜坡电流无关。
计算转换器的占空比也很有用。占空比是顶部 MOSFET 的导通时间与总振荡周期的比率。
电感充电根据
并根据排放
（这里 dt 1是顶部 MOSFET的导通时间，dt 2是底部 MOSFET 的导通时间）
在稳态下，如图 2 所示，充电电流等于放电电流，因此
由此我们可以看出
所以
所以
如果占空比 (DC) 是 dt 1 与 (dt 1 +dt 2 )的比率，则
所以占空比等于 Vout 与 Vin 的比率。
有趣的是，占空比完全取决于输入和输出电压，与控制器 IC 或电感值无关。
只要电感电流不降为零，上述情况就成立。然后，转换器被称为在连续传导模式 (CCM) 下运行。如果电感电流下降到零，则转换器处于非连续导通模式 (DCM)。
在 CCM 中，如果负载电流发生变化，转换器的占空比和纹波电流的幅度保持不变。该电路通过改变电感电流的中点（其直流偏移）来响应负载电流的变化。事实上，降压转换器中的平均电感电流等于负载电流也是正确的。
在图2中我们可以看到电感电流的中点为5A，从图1中可以看出我们的负载为1欧姆，因此负载电流为5A。如果负载电阻增加到 2 欧姆，纹波电流和占空比将保持不变（在稳定状态下），但直流偏移电流将降至 2.5A。
降压转换器设计程序
我们将使用 LTC3891 设计一个降压转换器，该转换器可将 24V 转换为 5V，并可以提供 2A 的负载。LTC3891 数据表可在ADI官网下载： LTC3891 数据表
外形示意图如图3所示
图3
具有 24V 输入和 5V 输出，转换器的占空比为
LTC3891 具有可选择的固定频率操作。将 FREQ 引脚连接到 INTVCC（参见数据表）将频率设置为 535kHz，因此开关周期为 1.87us。因此，顶部 MOSFET 的导通时间将为 1.87us 的 21%，即 389ns。此时最好检查转换器的最小导通时间是否小于 389ns。LTC3891 的最短导通时间为 95ns，因此我们完全符合规格。
如果输入电压非常接近输出电压，则占空比将非常高。在这种情况下，值得检查计算的占空比是否不违反部件的最大占空比规范。在任何带有高侧 N 沟道 MOSFET（图 1 中的 Q1）的 DC/DC 转换器中，底部 MOSFET 必须导通以使飞跨电容器（图 1 中的 C6）进行刷新，而正是这个刷新周期决定了最大占空比转换器。
电感选择
将电感纹波电流 ( di )保持在输出电流的 40% 左右是很好的设计实践，因此对于 2A 负载，这意味着纹波电流为 800mA。增加纹波电流会增加开关损耗和输出纹波，但意味着我们可以使用较小值和尺寸的电感器。降低纹波电流意味着电路对负载瞬变的响应会减弱。
充电期间电感中的电流斜坡表示为
我们知道 Vin、Vout、dt1 和电感纹波 di，因此可以计算出最佳电感值。
这意味着电感值为 9.24uH。一个 10uH 的电感应该是合适的。
我们知道平均电感电流等于输出电流，所以我们的峰值电感电流等于输出电流加上纹波电流的一半。对于 2A 负载，峰值电感电流将为 2.4A。
我们需要选择饱和电流额定值至少为 2.4A 的 10uH 电感器。如果电感中流过过多的电流，则缠绕在电感上的铁氧体饱和，电感失去其电感特性，从而导致电感值下降。从方程
如果电感值下降，电流斜坡增加导致铁氧体进一步饱和，导致更多电流流过……因此我们必须确保电感永远不会饱和。
使用 Wurth Electronics 元件仿真软件，我们可以看到 10uH、3.5A 饱和电流 74404064100 非常适合：
关于 Wurth 电感器在 PCB 上的放置，电感器封装上的“点”代表绕组的开始。因此，建议连接最靠近 FET 的电感器点端，因为该端将承受最多的 dv/dt，从而产生最多的干扰。如果非点端连接到输出电压（直流）并且最接近输出电压的绕组缠绕在点端上，它们将对电感器的内部（开关）端提供一定程度的屏蔽。
Rsense 计算
检测电阻器（图 3 中的 R4）检测电感器电流。在 LTC3891 的情况下，电流检测比较器的跳闸阈值为 50mV（如果 ILIM 引脚连接到 INTVCC），因此 16mOhms 的电流检测电阻器应确保峰值电流永远不会超过 3.1A – 足够高到我们的可以满足峰值电流需求，但低于电感器的饱和电流。
MOSFET 选择
一般在几乎所有应用中，如果要实现最大效率，顶部 MOSFET 的规格与底部 MOSFET 的规格不同。
两个 MOSFET 在开关周期的某个时刻都会暴露于输入电压，因此两者都必须具有至少为 Vin 的漏源击穿电压。在我们的设计中，输入电压为 24V，因此额定击穿电压至少为 30V 的 MOSFET 就足够了。
峰值电流将在顶部 MOSFET 关闭和底部 MOSFET 开启时出现，并且相同大小的电流流过两个器件。我们的电流检测电阻将峰值电流设置为 3.1A，因此任何峰值电流大于 5A 的 MOSFET 都适用。
查看 LTC3891 的框图，我们看到底部 MOSFET 的驱动电路由 INTVCC 供电。该电压的最低电压规格为 4.85V，因此我们底部 MOSFET 的栅极导通电压必须明显低于 4.85V。但是，顶部 MOSFET 的驱动由 INTVCC – 0.3V（飞跨电容器两端的电压）供电，因此顶部 MOSFET 的开启电压需要显着低于 4.55V。在任何一种情况下，逻辑电平 MOSFET 的开启电压为 1V - 2V 都是合适的。
上述参数代表 MOSFET 的最低限度特性。但是，要获得良好的设计，我们必须确保 MOSFET 中的损耗尽可能低。
MOSFET 选择——开关和传导损耗
MOSFET 在电路中存在两种损耗：开关损耗和传导损耗。
在 MOSFET 的导通和关断期间，开关损耗是由流经 MOSFET 的电流和 MOSFET 两端的电压（因此在 MOSFET 中产生功率）的同时产生的。对于来自控制器 IC 的给定栅极驱动器，MOSFET 的栅源电容越低，MOSFET 开启的速度就越快。因此，MOSFET 的 Qg 规格很重要，应尽可能低。MOSFET 的 Qg 也会对芯片的散热产生影响，尤其是在芯片的输入电压较高的情况下。
电荷由等式决定：
电荷 (Q) = 电流 (I) x 时间 (s)
由于频率是时间的倒数，我们可以写成
所以我们可以计算流入芯片所需的电流，只是为了给 FET 的栅极电容充电。由于热量是电压和电流的乘积，如果栅极电荷高和/或开关频率高，那么如果输入电压高，芯片中的散热就会很高。
一旦 MOSFET 导通，MOSFET 的漏极和源极端子之间就会出现一个小的直流电阻。这是 MOSFET 的“漏源导通电阻”或 RDSON。同样，这需要尽可能低。
现在，MOSFET 制造商通过在 Drain 和 Source 之间构建许多并行传导路径来降低 MOSFET 的导通电阻。因此，就像并联电阻一样，导通电阻随着更多的并联路径而下降。然而，在并联连接漏源路径时，负面影响是栅源电容 (Qg) 也并联连接，因此低导通电阻（因此导通损耗低）有时意味着高栅源电容（因此高开关损耗）。因此选择的 MOSFET 应该是这两个特性之间的折衷。此外，大电流 MOSFET 往往采用更大的封装，因此，满足低导通电阻和低 Qg 的理想可能会违反空间要求规范，因此选择过程必须重新开始。工程，一如既往，是一种妥协。
确实看MOSFET厂家的选型表，最好选择导通电阻低（小于10mOhms）的MOSFET，然后过滤这个选择，去掉Qg大于10nC的MOSFET，然后从中选择MOSFET列表中，只要Gate开启电压，Vds和Id就可以满足。首先选择 Vds 介于 20V 和 30V 之间的 MOSFET 可能会排除一些更适合较低电压设计的较高电压 FET。如果失败，请将所有结果下载到电子表格并从那里进行排序。在 MOSFET 网站上进行参数搜索时，我从来没有这么幸运过。
或者，将所有 MOSFET 特性下载到电子表格中，删除不符合 VDS 和 ID 要求的特性，然后添加名为 FOM（品质因数）的列。此列应包含值 RDSON x QG。然后按此列排序并选择 FOM 最低的 FET。这部分将是 RDSON 和 QG 之间的最佳折衷，是顶级 MOSFET 的理想选择。
更复杂的是，如果应用具有高输入电压和低输出电压，则占空比将很低。因此，顶部 FET 的导通电阻将不那么重要，因为顶部 FET 只会导通很短的时间。占空比越低，导通电阻就越不重要。我设计了一个 12V 到 1V 的降压转换器，我花了很多年时间挑选顶级 FET 来平衡 Qg 和 RDSON，结果效率只有 84%。无论 RDSON（约为 65mOhms）如何，将顶部 FET 更改为低 Qg 可将效率提高至 94%。
MOSFET 选择 – 上MOSFET
占空比控制顶部 MOSFET 在每个开关频率周期内导通的时间。我们已经计算出占空比由 Vout 与 Vin 的比率决定（对于在连续导通模式下工作的降压转换器）。因此可以说，如果输入电压高而输出电压低（即低占空比），则顶部 MOSFET 中的传导损耗并不重要，因为顶部 MOSFET 仅在短时间内导通。因此，对于低占空比电路，应选择具有低 Qg 的 MOSFET，几乎与 RDSON 无关。虽然没有关于什么构成低占空比的数字，
也就是说，我们的占空比为 21%，因此不幸的是，我们应该努力寻找同时具有低 Qg 和低导通电阻的 MOSFET。
幸运的是，为 LTC3891 推荐的 LTspice 电路配备了一个非常好的上MOSFET，即瑞萨电子 RJK0305。该器件的 RDSON 为 6.7mOhms，Qg 为 8nC。
MOSFET 选择 – 底部 MOSFET
当顶部 MOSFET 关闭时，电感器左侧的电压为负，因此当底部 MOSFET 开启时，底部 MOSFET 两端的电压几乎为零。因此底部 MOSFET 的开关损耗可以忽略不计，因此我们不必担心底部 MOSFET 的 Qg 规格。只有底部 MOSFET 的 RDSON 特性很重要。
事实上，每个 MOSFET 都有一个“体二极管”。这是 MOSFET 结构中固有的二极管，在 N 沟道 FET 中，其阳极连接到源极，阴极连接到漏极。
当电感电压为负时，体二极管首先导通，然后MOSFET 的栅极驱动激活漏源通道。图 4 显示了当底部 MOSFET 导通时开关节点的模拟。
图4
我们可以看到开关节点 (V(sw)) 在底部 MOSFET 栅极的驱动开始上升之前下降到低于零的电压。这表明体二极管开始导通，负电压实际上约为 -0.6V。当体二极管导通时，它会将电荷存储在 MOSFET 中，这些电荷必须在 MOSFET 完全导通之前移除，因此体二极管导通会影响转换器的效率。
如果需要最佳效率，最好在底部 MOSFET 两端放置一个肖特基二极管，这样肖特基二极管可以传导电感反激电压而不是体二极管。由此产生的效率提高可高达 3%。肖特基二极管将传导流经电感的峰值电流，但该电流只会流过很短的时间（直到底部 MOSFET 导通）。因此，二极管的额定电流可能远小于峰值电感电流。MBRS340 的反向电压额定值为 40V，但非重复峰值正向电流为 40A。
对于底部 MOSFET，瑞萨电子 RJK0301 具有 2.3mOhms RDSON 和 32nC 的 Qg。
输出电容选择
在连续导通模式下，电容器具有从电感器流入的连续电流。与升压转换器不同，降压稳压器中的输出电容器不必在电感器充电时保持输出。
输出由 2 个分量组成：电感的纹波电流在输出电容器的有效串联电阻 (ESR) 两端产生电压，以及根据公式为输出电容器充电的纹波电流
与 MOSFET 关断时整流二极管电流从 0A 跳跃到峰值电感电流的升压转换器不同，降压架构中的纹波由纹波 电流幅度决定，而不是峰值电感电流。
陶瓷电容器设计的最新创新意味着可以提供具有高电容值的极低 ESR 电容器。陶瓷电容器的典型 ESR 为 10mOhms。如果做不到这一点，低 ESR 钽电容器的电容值要高得多，ESR 高达 50m 欧姆。当然也可以并联电容器以增加电容并降低ESR。
在我们的示例中，电感纹波电流为 800mA，典型钽电容器的 ESR 为 70m Ohms，ESR 纹波为 56mV。两个这样的电容器并联将产生 28mV 的 ESR 纹波。
为了计算充电纹波，从上面的等式我们可以看到
图5
图 5 显示了电感纹波电流（蓝色）、输出电压纹波（绿色）和输出电容电流（红色）。为方便起见，输出电容器 ESR 已降低到 0 欧姆以说明电容器放电引起的纹波。可以看出，电容电流的幅值与电感纹波电流的幅值相同，但没有直流偏移电流（约 5A）。这很容易想象，因为输出电流等于平均电感电流（即通过电感电流中间绘制的直线）并且任何不流入负载的电流必须流入和流出电容器。要获得电容器电流，只需减去输出电流。
现在，我们可以看到，当电容器电流为正（白虚线上方）时，输出电容器电压上升，而当它为负时，输出电容器电压下降。要计算输出电容器上纹波电压的幅度，我们必须计算电容器电流正部分的平均值（白虚线上方）。由于我们知道峰峰值纹波电流（等于电感纹波电流），峰值纹波电流为 Iripple/2，因此该电流的平均值（因为半个周期低于零）为 Iripple/4。我们现在可以计算出充电纹波。
从
我们可以看到 dt 等于周期的一半，所以我们可以说
由于我们的电容器电流在一半的导通时间和一半的关断时间为正，因此无论占空比如何，上述等式都适用。
假设我们需要 1% (50mV) 的总纹波电压。由于电容器 ESR，我们已经有 28mV 的纹波，所以我们现在有 22mV 充电纹波的预算
如果我们的纹波电流为 800mA 并且我们在 535kHz 的开关频率下工作，那么 8.5uF 的电容器就足够了。
我们的 ESR 纹波计算假设两个电容器并联以降低 ESR，因此两个 4.7uF 电容器的 ESR 为 70mOhms 应确保我们满足 50mV 的总纹波预算
还应在输入轨上放置一个去耦电容器。该电容器的正极端子应靠近顶部 MOSFET 的漏极，负极端子应靠近底部 FET 的源极。当 MOSFET 开关时，输入端会发生电流的高变化（探测进入顶部 MOSFET 漏极的电流以在 LTspice 中看到这一点）。输入电容器为该电流提供局部低阻抗路径，有助于提高 EMC 性能。
最终的 LTspice 电路可以在文末下载：
LTC3891 降压转换器
运行仿真，可以看到纹波电流为750mA，开关频率为536kHz，导通时间为401ns，占空比为21.6%（均使用LTspice中的光标测量）。这与我们的设计目的密切相关。输出纹波的测量值也为 30.7mV。纹波电流和输出电压见图6
图6