前面讲了很多理论上的东西，包括小信号模型传递函数的计算，但是理论和实际多多少少有点偏差，所以我们最终要判断设置的电源环路是否合理，还是要靠仪器来测量。
对于开关电源的环路，我们可以采用一些特定的仪器来测量。可以采用的仪器设备有很多种，一种是频谱分析仪，频谱分析仪不是专门用来测量电源环路的，但是它可以用来测量电源环路，缺点就是比较贵。还有一种就是专门用来测量电源环路的分析仪，这种价格要便宜一点，但是精度要比频谱分析仪析差一点，但是对于电源内环路来说也是足够了。当然现在还有一些示波器集成的环路分析功能，总的来说这类仪器的价格是越来越被电源公司所接受了，所以我们工程师应该合理的利用这些设备来帮助自己设计电源。
在利用仪器测量环路之前，我们应该先了解其原理。这个原理其实很简单，首先仪器会在环路中注入一个扰动信号，然后这个扰动信号在环路里面跑了一圈之后，增益和相位都产生了变化，然后仪器测量信号增益和相位的变化，并且把波德图描绘出来。
接下去我们讲一下具体的测试方式，首先要保证电源系统基本稳定，因为如果电源完全稳不住的话，测量就根本无法进行下去，所以前提必须要保证基本稳定。
第一步：扰动注入的位置
理论上来说在环路的任何地方都可以注入扰动，但实际上最为常见的做法就是在输出的反馈端放一个几十欧的电阻，在电阻上注入扰动，在途中就是蓝色方块的地方，然后把仪器的扰动输出接到电阻的两端，并且把仪器的两个测量探头，A和B分别放在电阻两端。这里要注意AB探头的位置，一般的仪器都是计算B/A的结果，所以AB探头的位置要像图中所示摆放。如果放错，测量结果就会倒过来。那么我们现在整个仪器的测量就设定好了。
第二步：注入扰动
注入的扰动信号不能太大，通常其有效值为输出电压的1%，但是不同的仪器由于灵敏度不一样，所以还是要根据实际情况调整，扰动太小会导致测量不准确，但是扰动太大就有可能会干扰电源的正常工作，反而导致测量失败。所以这个要靠多次测量，最终来选取一个最佳的值。
第三步：找频
要得到一个完整的波特图，就是需要把扰动信号，从低频找到高频，但是通常只要找到开关频率以上就可以了，再高的话也没有参考意义。
第四步 ：把仪器得到的图表设置成对数坐标
这样我们就可以得到完整的波特图了。根据这个波特图，我们就可以得到相位余量、带宽、争议余量等等这些我们想要的信息，从而可以判断环路的稳定性。
以上的测试方法可以让我们得到完整的开环波特图。但是在某些情况下，我们想知道分段的波特图，比如从运放的输出vc到电源的输出vo这一段的波特图，那该怎么看呢？很简单，我们其他什么都不要动，把探头A勾到运放的输出就可以了。那么如果只想看补偿环节的波特图，那也很简单，我们还是其他的什么都不动，但是把探头B勾到运放的输出，这样你就可以看到补偿环节的波特图。
当测量结束之后，我们就可以得到这样一个波特图，波特图里面的两个曲线，紫色曲线代表了增益，橙色曲线代表了相位。那么我们如何来看这个波特图呢？
首先来看增益曲线，增益曲线穿过0db时候的频率点就是环路的带宽或者叫做穿越频率。那么在穿越频率点再看相位曲线，我们就可以判断此时的相位离0度还有多少，那么这个值就叫做相位裕量。接下去再看相位曲线达到0度的时候，增益曲线离0db还有多少裕量，我们称之为增益裕量。
一般来说，这三个参数都需要达到一定的标准。首先是带宽，通常我们希望环路的带宽越宽越好，但是事实上环路带宽是受一定条件限制的。比如开关频率，比如右半平面零点，所以我们只能说射击环路的带宽在特定条件下尽量宽，这样的动态响应才会比较好。其次是相位裕量，相位裕量的最低要求为45度。那么最后是增益裕量，增益裕量的最低要求是-6db。
不过这里我们还有一些我们常见的问题：
- 如果增益曲线多次穿越0db那应该怎么判断？
如果增益曲线多次穿越0db，我们必须看他每次穿越0db时候的相位裕量，要求相位裕量都大于45度。
- 有时候我们会看到相位曲线在正180度和负180度之间来回的翻转，这是什么情况？
这是因为在数学计算里面正180度和负180度在相位平面里面是同一点，所以要避免这种情况出现，只要把波特图的相位显示范围改一改就可以了，它并不是问题，它只是闲置的问题。
- 增益曲线在穿越0db的时候斜率很平，会有什么问题？
比方说我们看途中这个增益曲线，我们就会发现有这么一个问题，增益曲线穿过0db之后，斜率就变得很平，那么在0db附近延伸了一段之后才开始下降。这个曲线就有一个缺点，就是当外界条件有所变化的时候，带宽可能会剧烈变化。比方说假如这个增益曲线整体的往上移一点，那么穿越频率就可能变得很宽，所以碰到这样的波特图就要需要特别注意，要注意整体这一段范围内的相位裕量要足够。
虽然用环路分析仪来测试波特图是最为科学的方法，但是鉴于此类设备目前来讲依旧不是很便宜，所以有些小规模的公司并不会购买这样的设备，或者说有购买，但是不够用，那么这个时候怎么办？我们怎么样通过其他手段来评估环路呢？
其实我们也并非束手无策。那么一种最常见的方法就是利用动态负载，当我们在电源输出端施加动态负载的时候，输出电压的响应会一定程度的表现出环路特性，在电源输出突然加负载输出电压首先会跌落，而环路就会检测到输出电压的跌落，并且开始响应，把输出电压拉回设定值。
那么我们来看一下图中4根曲线，这4根曲线表示了不同相位裕量的环路设计情况下，输出电压对动态负载的响应。首先紫色为65度相位裕量的设计，我们可以看到紫色曲线在小幅下跌之后，快速稳定的回到设定电压值，而且在恢复过程中，电压曲线很平滑，并且没有任何的过冲，这也表明了65度的相位裕量，保证了输出对动态的响应和稳定性。其他几根曲线分别为50度的相位裕量，40度的相相位裕量和15度的相位裕量，我们可以看到40度相位裕量的设计输出在下跌之后，在恢复的过程中产生了一定的过充。那么再看15度的相位裕量，就可以看到严重的震荡，而且震荡了几个周期之后才恢复稳定。
所以当我们没有还入测量设备的时候，就可以利用动态负载来大致判断一下我们所设置的电源环路大概相位裕量会有多少，当然这个方式也是有不足之处的，也就是动态负载本身的特性，最终还是会影响我们的判断结果，但是它依然具有一定的参考意义。
既然我们利用动态负载可以大致判断环路的相位裕量，能不能判断出环路带宽呢？其实在某些条件下也是可以的。比如图中的曲线是输出电压对动态负载的响应。根据上一节的分析，环路的相位裕量大概只有15度，所以输出电压在恢复过程中产生的震荡，那么我们对震荡波形进行测量，测量出该震荡波形的频率，我们就可以知道环路的带宽大概是多少。
在这个案例中震荡波形的频率大概为6.1k赫兹，这个也就是说表示了该电源的环路带宽大概就在6.1k赫兹附近。当然这个方法有个很大的缺点，当相位裕量超过30度的时候，输出电压震荡幅度就会很小，我们就几乎没有办法测量出震荡的频率，但是在相位裕量低于30度的时候，我们就比较容易得到震荡波形的频率值，甚至在完全没有相位余量的设计中，电源开机就会震荡，那么我们就可以轻而易举的测量出震荡频率，从而推算出环路的穿越频率或者带宽。
既然我们根据波形可以判断出环路的相位裕量和带宽，那么我们就可以对我们的设计产生一定的指导意义了。
在这种情况下，我们如何来提升相位裕量呢？最简单的一个办法就是在环路补偿中增加一个零点，并且让零点的位置在6.1k左右。我们知道一个零点可以在它的转折频率点带来45度的相位超前，这样的话加了一个零点之后，理论上环路带宽依然维持在6.1k赫兹左右，但是相位裕量可能会达到60度。那么如果反馈补偿电路没有办法再增加零点了，那么我们可以看看是不是有哪一个的零点它的位置是高于6.1k赫兹的，如果有，那就把零点往低频处挪一下，同样可以增加相位裕量。
当我们的输出电压对动态负载的响应不加，或者说达不到我们的要求的时候，工程师们经常会听到这么一句话，就是增加输出电容试试看，因为大家普遍认为增加输出电容对动态响应是有好处的。但是实际的结果有时候我们增加输出电容确实对动态响应有好处，但有的时候却好像没看到什么效果，这是为什么？
首先我们来讨论一下为什么增加输出电容，可以对动态响应起到积极的作用。那是因为电容本身就是一种储能设备，在同样的时间施加动态负载情况下，可以保持更小的输出电压下跌，或者说当负载电流乘以时间，就是安秒相同的情况下，越大的电容可以维持越小的电压波动。但是实际上输出动态最终还得依赖整个环路的设计，如果你的环路带宽很窄，再大的输出电容也无济于事，增加输出电容往往会让电源小信号模型里的极点频率变低，从而导致整个环路的带宽变窄。
举个例子，我们先来看左图，左图是某个电源的环路，它的带宽为65kHz，此时的输出电容为200uF，那么我们现在其他什么都不变，只把输出电容增加到2000uF的时候，我们就会发现环路波特图就变成了右边的张图，它整个带宽已经降到了9kHz，那么就是环路带宽变窄，导致了虽然我增加了输出电容，却是对动态响应没有什么帮助。
所以我们在碰到此类问题的时候，可以先把输出电容增加，然后再想办法把环路带宽提上去，这样我们就可以看到输出的动态响应会明显的变好。
刚才讲了电容容量对环路有着很大的影响，这些影响我们不但可以从小信号模型中看出来，也可以在实践中发现。所以如何准确界定电容的容值和ESR对我们计算环路有着很重要的作用。
这里为什么特别强调电容的容值和ESR呢？因为电容本身的溶质和ESR跟外界条件有着很大的关系。
比如我们看左图，左图是一种电解电容ESR在不同的温度下的曲线，我们可以看到在高温和低温情况下，ESR有着几十倍的差距，所以如果我们采用电解电容来设计电源，在设计环路的时候必须要考虑高温和低温的情况。因为在不同的温度下，ESR有着巨大的差异，如果没有考虑这些，就有可能导致环路在某个温度下可以稳定，但是在另外一个环境温度下就出现震荡。
那么其次我们再来看右边的图，右边的图是某种陶瓷电容在不同直流偏置电压下的容值曲线。在这里我们可以看到，一个标称耐压为50伏的电容，如果真的承受了50伏直流电压，它实际上的容值已经降到了标准值的一半。
而在某些大容量的陶瓷电容里，容值的下降可能还更为严重，所以我们在计算环路的时候，要对陶瓷电容的实际容值一定要仔细考虑，不然就可能会导致计算结果偏差很大。
除了刚才讲到的电容特性会导致我们实际环路计算结果和测量会有所偏差，很多器件的离散性也会对我们的环路计算带来一些误差。比如功率管的导通电阻，光耦的电流传输比，变压器的一些漏感励磁电感，包括电源控制IC自身的一些参数，就是这些器件的离散性叠加起来，会导致理论计算和实测结果有所偏差，但是这不表示理论计算完全没用，理论计算对我们的设计和实测都有着重要的指导作用，只不过我们还要根据实测结果来进一步保障我们的设计。
前面讲到的小信号模型也好，实际测量也好，我们都有一个前提，那就是电源的输入源是一个理想的电压源，但是我们实际应用中输入源往往不是一个理想的电压源。最典型的一个案例就是输入lc滤波器。在很多应用中，我们为了减小输入的纹波电流，会在电源的输入端额外增加一个lc滤波器，这个就会导致我们会碰到这么一个现象。本来电源的环路是很稳定的，但加了输入lc滤波器之后就变得不稳定了。那么这到底是怎么回事呢？其实输入lc滤波器是会影响电源的环路的。
我们来看一下图中的波特图，图中的波特图虚线是电源没有加输入滤波器的波特图，而实线是电源加了输入LC滤波器之后的波特图，我们可以看到在圆圈所在的位置，增益曲线有一个奇怪的波动，相位曲线就在这个点有一个360度的相位滞后，这就意味着电源加了输入lc滤波器，理论上好像是无法稳定的。
当然实际情况并没有这么恶劣，那是因为实际中lc滤波器是有阻尼的，所以相位滞后不会这么的严重，但是依然会对我们的电源环路带来影响。那么一旦出现滤波器影响环路的情况，理论上是可以增加滤波器的阻尼来解决的，但是增加阻尼实际上并不实用，因为增加阻力意味着带来损耗，这是不可接受的。所以更为实用的办法是把lc微波器的转折频率提高，让它高于环路的带宽，我们通常的做法是让lc滤波器的转折频率大于环路带宽，但又小于开关频率。
除了lc滤波器会对我们的电源环路有所影响，实际上输入电源本身也会对后期电源的环路产生影响，特别是输入电源也是开关电源的时候，这种影响更是实际存在的。所以现在的电源设计中，我们往往会看到一个新的要求，那就是要求测量电源的输入小信号阻抗和输出小信号阻抗。在实际应用中会要求前级电源的输出小信号阻抗和后级电源的输入小信号阻抗做对比，如果两根曲线完全没有交叉，才会认为前后级是匹配的。如果前级电源的输出小信号阻抗曲线和后级电源的输入小信号阻抗曲线在某些频率段有所交叉，那就意味着两级电源串联之后有可能会变得不稳定。
最后我们来看一下多相交错并联的拓扑，对于多相交错并联的拓扑如何来计算环路呢？
其实目前对于多相交错拓扑关于环路的研究不算多，但是有一种比较常见的计算方法，那么它的基本思路就是先把多相结构等效为单相结构，再按单相的方法来计算。比如图中4相交错的buck，假设每一相的开关频率为100kHz，相与相之间交错90度，而每相的电感量为，L那么把它等效为单向的buck，实际上就是一个开关频率为400kHz，电感量为L/4的buck，然后再按常规的小信号模型去计算环路就可以了。
但是这里要强调几个点：
- 既然4相100k的buck，可以等一下为单相400k的buck，那是不是意味着多项的buck环路带宽能超过100kHz？理论上当然是可以的，但是实际上我们往往做不到，因为这是我们错相，无法做到完美的错相，所以不可避免的存在100kkHz的斜坡，会导致环路带宽无法超过100k。
- 由于交错的拓扑往往需要增加均流电路来平衡各相电流，那么均流电路自然会对环路带来影响，只不过它具体的影响要看实际电路。