前言：本文仿真模型基于SIMPLIS 8.0仿真环境。
上篇文章讲到了CMC的LLC控制器中最为关键的方波振荡器的仿真模型实现（传送门在此），下文将继续讲诉CMC模型中的其它功能组成以及VMC的仿真模型搭建。
斜率补偿部分
谐振拓扑工作在频率调制时，占空比为对称方波，高低端驱动各为50%。对于峰值电流模式的控制来讲，占空比高于50%会存在不稳定的情况，所以在NCP1399内部也带了斜率补偿器。下图是斜率补偿的实现示意图，可见在高端开关导通后，谐振电流（黑色）开始上升，内部反馈电压与负向的斜坡电压叠加（蓝色）。使ON-time comparator本该是在谐振电流正弦波峰值处发出关断信号，而提前关闭开关。因为反馈电压减去负向斜坡电压后，会比没有负向叠加斜坡时提前发出关断信号。
关于斜率补偿在CMC的LLC控制器中的真正用意在数据手册中并里面没有写出来，但是我觉得可能会有这么几个作用：
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减弱大动态响应切换时谐振电流的电流应力，提高系统稳定性。当负载从较低切到重载时，反馈环会输出正向最大值，在没有负向斜坡补偿的情况时需要谐振电流上升到非常高的值。就需要开通非常长的ON time时间，这可能会产生非常高的谐振电流尖峰（因为开关频率突然变化很大），对开关器件的可靠性造成了影响。为了减缓重负载切换时的谐振电流峰值，通过在反馈上叠加负向斜坡电压后，让本来要上升到非常高的谐振电流得以提前关断，减轻了器件应力。
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补偿LLC工作在不同区域时的电流采样波形，便于实现控制。谐振电流波形并非如同PWM调制的电流波形一样是线性上升，并且会在开关关闭后电流会在峰值处直接下降到零。反而谐振电流仅工作在谐振频率点时，1/4开关周期处是电流正向峰值点。如果在这里关闭高端管那就是完美的峰值电流模式控制，在越过这一峰值电流点后，电流会按正弦波形衰减。但是谐振拓扑很难一直工作在谐振频率点上，谐振电流的峰值会随着工作区域的不同而产生变化，在低于谐振频率时励磁电流会影响谐振电流，在高于谐振频率时波形又有不同。所以叠加负向斜坡后，正好能在谐振电流的峰值之前关闭高端管，所以更易于实现控制。至于谐振电流仍会继续上升，直到电流方向发生改变。下图是工作在低于谐振频率时斜率补偿和电流采样的波形，反馈叠加负向斜坡电压（红色）与电流采样信号（蓝色）。
下图是工作在高于谐振频率时斜率补偿和电流采样的波形，反馈叠加负向斜坡电压（红色）与电流 采样信号（蓝色）。
3. 同于电流型PWM控制器中的斜率补偿功能，解决占空比大于50%的问题。
说明：以上三条只是我个人的推测，在没有得到官方文献肯定之前，如果有错误请海涵，个人能力有限，见谅。
在仿真环境中可使用两个可控电流源和几个电阻来搭建，其中G1压控电流源受反馈电压控制，设定增益为0.5，也就是在5V输入时G1会输出2.5A电流（仿真实现原理而已切勿较真）。另外一个可控电流源G2受斜坡电压控制，这个斜坡电压同步高端管开关开通时产生。由一个固定的电流源对电容充电实现，随着ON时间越长，负向斜坡电压越低，利用电容的积分器功能。两个电流源的输出电流方向相反，从电路原理上实现了减法操作。因此就可以看到直线（反馈由FB电压控制）在高端开通开关开启后被减去负向斜坡电压，这个控制信号送到ON TIME比较器产生关闭高端管的复位信号，作为代表负载功率水平的error信号与电流采样信号进行比较。下图是斜率补偿的仿真实现：
前沿消影部分
谐振电流会受到副边二极管反向恢复电流影响产生电流尖峰，在某些情况下也会导致PWM提前关断。如同传统PWM控制器中存在的前沿消隐时间功能（LEB）一样，可以避开在开关刚开通时电流中的尖峰噪音对控制器工作的影响。，下图是PWM模式中的示意图
在NCP1399中也存在这个功能，在仿真模型中是通过and门和RC产生的延迟时间来实现。U4是缓冲器，把高端驱动经RC延迟后加到U5上，U5是and门，仅在2个输入都为H时才能输出H。因此在R11和C5的RC时间内，U5不会发出H信号给U10用来关闭PWM，因此就实现了LEB功能，可见下图所示。
电流采样部分
NCP1399的实际应用是控制半桥LLC，在这种拓扑中谐振电容两端的电压是以输入电压一半为零点的正弦电压。再通过两个串联电容对谐振电容取样，实现对谐振电流的采样。但是为了方便检查电流模式控制的谐振变换器与电压模式控制的区别，我使用了在OBC上常用的全桥CLLC功率级进行对比，为什么选在OBC应用来对比？因为在这种应用中输出端电容极小，电压模式控制为了避开双极点的影响，通常会设置非常低的穿越频率。如果电流模式控制能解决双极点带来的增益尖峰，那么就能拓宽系统闭环带宽，提升OBC的动态响应，降低输出纹波电流。因为是全桥拓扑不同于NCP1399控制的半桥，所以还需对电流采样进行一些修改，这里我使用了可控电压源来实现电容电压采样的功能。可见下图所示，我使用E1对谐振电容电压衰减200倍，得到零点为0V的正弦波送到ON TIME比较器进行控制，经过仿真测试该种方法可以运行。
到此，电流模式控制的CLLC就可以正常工作了，当然还需反馈控制器，但是加入闭环控制很简单。不在本文的考察范围之内，模型可见：
控制电路部分：
功率级部分：
电压模型控制器的VCO模式：
使用两个可控电流源分别对CT电容充电和放电，电压两端的电压限制在4V和1V之间，通过控制对电容充放电的电流来调整CT上的电压上升到4V或下降到1V的时间，电流大则VCT电压上升下降速度快，输出频率则高，反之亦然。这个控制原理最早是L6599上实现，后面几乎成了LLC控制器的工业事实标准，其VCO模型可见：
VCO运行波形：
电压模式功率级：
运行结果：
小结：在上文已经展示了电流和电压控制模式的两种仿真模型的建模过程，并且都能成功运行。在后面将在时域和频域进行对比，敬请期待，谢谢。
致谢：Christophe Basso先生，本文基于Christophe Basso先生的NCP1399模型修改而来。
参考文档：
1，NCP1399 数据手册。
2，L6599A 数据手册。
本文未完，后面将继续更新，敬请期待，谢谢。