VMC和CMC的LLC控制器仿真对比第三节 FAN7688控制模型实现-电源网

前言：本文仿真模型基于SIMPLIS 8.0仿真环境。

之前推送的文章中已经讲完了电流模式LLC控制器NCP1399和电压模式控制器L6599的控制模型建模过程，经过验证仿真模型能正常运行，均能反映控制器的特性。

传送门：

下文将继续讲述CMC的LLC控制器中不同于NCP1399控制方法，另外一种也实现峰值电流模式控制的方法。这种控制方法取样原边谐振电流，将谐振电流的正弦波做积分操作得到三角波，再使用这个三角电压波形与反馈电压进行比较。当电流积分高于反馈电压关闭高端开关，实现峰值电流模式控制。这个控制器就是仙童的FAN7688，是非常有想法的IC。

它的控制原理在我第一次看到时毫不夸张的说，我给它跪下了。这是何等聪明的脑子才能想出这种超人的想法，创新力简直是满分。原谅我词穷我只能说，牛逼，真尼玛牛逼。取谐振电流积分做控制的示意图可见下图。

开关充电电流积分控制工作原理说明：

下图是工作在谐振频率时谐振变换器的典型波形，由于流过开关的电流会先从S>D，然后再从D>S，达到正弦峰值后电流还会下降，最后关断。所以电流方向并不单调，不能直接用于电流内环的控制。另外原边谐振电流的峰值也不能反映负载工作条件，因为其中还包含了较大的励磁电流。但是为谐振槽充电的开关电流的积分（VICS），却能反映出负载工作条件。虽然在前期是负向的，但是增大到零点后，一直维持单调上升，这个波形具有类似于传统PWM控制中的峰值电流控制的效果。

轻负载的电流积分，也能较好的反映出充电电流积分的斜坡电压：

FAN7688使用充电电流积分控制，将开关电流的总电荷（开关电流的积分）与控制电压进行比较，用来调整高端管的开通时间。再把高端开关时间复制给低端开关，从而实现对开关频率调整。由于开关电流的电荷在一个周期内与平均输入电流是成比例的，因此充电电流控制技术通过内部的快速电流环实现包括了线路电压前馈在内的优秀动态响应。

用于关闭PWM的信号有两个输入由OR门合并为一，分别是最低开关频率振荡电路中VCT电压高于3V，另外是ON-TIME比较器的输出。ON-TIME比较器一个输入是反馈电压，另外一个是开关电流积分与VCT电压三角波叠加而形成的三角波。由于开关电流积分的高低快速反映了输入电压和负载工况的变化，因此这个加法器相当于把前馈引入控制中。

至于为什么要加上VCT的三角波，我想应该是为了轻负载工作考虑。当开关电流积分很弱时，仅靠它很难实现控制，所以轻负载时主要是靠VCT上的三角波实现控制。从这个角度来讲，它在轻负载时会退回到电压控制模式，可见下图所示：

了解了控制器实现的基本原理，下面我们开始在仿真环境中建模：

最低开关频率设置

控制器内部由可控电流源对电容充电让其电压从1V上升到3V，当高于3V后比较器发出H信号经过OR门到数字振荡器关闭PWM。这个功能是用来在启机或轻负载时维持控制器正常工作，此时充电电流积分信号较低，够不着反馈电压，所以ON-TIME比较器一直不会动作，导致PWM无法关闭，从而系统崩溃。从原理来看比较简单，在仿真中可以直接用一个电流控制电流源实现，至于我为什么搞2V电源电压和3V比较电压，是因为和L6599参数一样，这些参数可以不做修改就拿来用。各位要自己搭，完全可以参考控制器中的设计。

上图中，电流源仅在高端开关ON时为电容CT充电，在低端管开关时，由S6开通将电容电压放电到零。如果你要问，为什么只有电容电压的上升沿被利用了，没有下降沿怎么实现开通和关闭时间相等的PFM波？

是因为要实现充电流控制模式，开关管的ON-TIME就是被控量，控制器事先是无法预知的，所以只能是控制得到高端的ON-TIME后，再根据ON-TIME得到OFF-TIME。这个功能在FAN7688内部也是数字振荡器做的，但是我们仿真就可以参考BASSO先生为NCP1399搭建的电路，可以把ON-TIME复制到OFF-TIME，参见下图。由于在第一节中讲过，所以这里不做累述。