前言：在上周三我受到（javike）大神的启发后彻夜未眠，反复的思考如何在全桥拓扑上同时实现ZVS和ZCS，企图找到实现最佳的工作效率方法。苦思一宿还以为找到了非常不错的点子后，天亮后竟发现早有人在十年前注册了相同的专利，也有产品正在量产了。于此这条路就此作罢，但是我今天突然又冒出一个新的想法，也可以同时实现ZVS和ZCS，而且仅有一个控制变量，控制方向单调，也很容易实现控制。
第一部分 不对称全桥定频ZVS和 ZCS的实现
不对称全桥定频ZVS和 ZCS的实现方法是要利用全桥工作谐振频率时谐振电感的电流是完美的正弦，此时电流波形的上升和下降的时间是对称的，也固然是相等的。所以很容易观察到全桥对称桥臂的开通阶段，谐振电流是从零上升到峰值然后下降到零点，而另外一组桥臂开通时，电流波形依然是对称的。ZCS的实现就需要利用到这一点，就是保证电流在开关OFF时，要回落到零点。
根据上文的考虑可以做出如下设置：让系统的工作频率等于谐振频率。此时全桥谐振电感的电流是完美的正弦的，所以就能实现ZVS和ZCS。
那么为什么要用不对称全桥来操作呢？因为当你仔细观察谐振全桥的工况。当对称桥臂ON后，谐振电感电流上升到PK值，再从PK值往下降的后半段时间，其实是没有从电源取电流。反而只是电感和电容的相互能量转换的阶段，所以我们完全可以切断全桥低端开关。这样一来高端开关的后半段时间，只需继续维持谐振电流方向即可。当谐振电流下降到接近零点时，高端开关的就实现了ZCS，高端MOS的ZVS实现是非常简单的。谐振电流下降到零后，电流方向换向，很快就能满足高端MOS的ZVS。反之，低端MOS的ZVS实现是比较很麻烦的，而且低端MOS还是在电流PK处关断，具有非常高的关断损耗。下图是原边四个开关的时序图，可看到高端MOS是互补对称切换的，调整只是低端MOS的占空比，而且占空比不能低于25%。
波形说明：ZVS ZCS的波形截图。
1， 绿色：高端MOS的VGS，红色：高端MOS的电流。
2， 红色：高端MOS的驱动信号，绿色：低端MOS的驱动信号。
3， 绿色：半桥中点电压，红色：谐振电流。
为什么我认为低端MOS的ZVS实现比较麻烦。在高端MOS关闭后，实际上谐振电感的电流已经下降到非常接近零的值，然而实现ZVS的关键是需要大电流在死区时间之内将高低端半桥的Coss电荷带走。可知此时谐振电感电流已经非常筋疲力尽了，很能靠它来给低端MOS实现ZVS。所以还需要考虑其它参数：比如考虑变压器励磁电感和励磁电流，或者让谐振电流在高端MOS关断后，还能保证一定的电流。
怎样实现这个操作呢，就是改变系统的开关频率。让开关频率高于谐振频率，从而让谐振电流与高端MOS驱动之间产生一定的相位延迟。当高端MOS关闭后，因为谐振电流还未立刻下降到零点，它还具有一定的能力就能带走半桥MOS的Coss电荷，从而实现ZVS。搞了这么多，其实还是挺麻烦的。具体实现可见下图，是谐振电流与低端开关电压波形。
系统的控制变量：改变低端 MOS的占空比实现对输出电压的控制，当占空比加到0.5时，就是普通的LLC了。也可以调频。这个控制不再累述，就到这里。
第二部分 对称全桥定频ZVS和ZCS的另一种实现
我对普通LLC是又爱又恨的，爱的是它效率高，控制简单。恨得是调整范围狭窄，较难应付宽输入输出范围。目前我为了解决宽范围的问题方法是：把增益1放到接近最高电压的的地方，全范围仅靠提升频率来控制，通过优化L,C,LM等参数缩窄开关频率变化区域。这样一来不免要使用很低的lm/lr值，变压器就要开气隙。带来了较大的励磁电流损耗，宽频率调整范围也加剧了磁芯损耗和线损，气隙对绕线损耗也有很大的影响。
那么有没有一种工作方式能同时解决：宽范围输入输出，极窄的PFM范围，变压器不用开气隙。恰好今天晚上看Gang liu大神的论文（Implementation of 3.3-kW GaN-Based DC-DC Converter for EV On-BoardCharger with SeriesResonant Converter that Employs Combination of Variable-Frequency andDelay-Time Control），习到文章的核心思想后不禁脑洞大开，结合前几天想不对称全桥一些思绪。好像找到了一个非常炸裂的控制方法，请各位看官听我娓娓道来。 回头来看，满足ZCS和ZVS的关键就是：1，工作频率放在谐振频率上，2，让谐振电感电流在的下降速度加快或变慢。但是谐振频率会随着增益的变化飘走，只有极少的工况会落到谐振频率上。如果有一种办法可以让系统固定频率落在谐振频率上运行，那就能实现ZVS和ZCS。但是你LLC毕竟是PFM，你固定频率就失去了唯一的控制量。这时候我参考了Gang liu大佬在论文中提出一种控制方法，可以在SRC模式时大幅度提升增益，而且能在变压器不开气息的情况下搞定宽范围输入输出。
且看他是怎样做到的：我们再来看看LLC变换器，为什么在低于谐振频率时输出增益能高于1。理论分析已经很多了，我这里直接放出结果，是励磁电感也加入了谐振。通俗的说就是励磁电感也出了一份力，最终实现变换器的增益能高于1。显然这种控制的关键就是不断的降低频率，让励磁电感更多的出力，从而能把谐振能力提到更高。最终实现增益大于1的关键就是加大谐振腔的能量存储。我们现在来看SRC模式，频率限制和直流传递函数特性，不能进入LLC模式，无法把励磁电流加入进来。但是Gang liu大佬提出的方法：在每个谐振周期刚开始时，人为短路变压器副边两端。短路后，加在谐振电感的电压从（VIN - N*VO）变为VIN，能极大的提升谐振电感的能量存储，所以在SRC工作模式就就能实现增益大于1。
另外ZCS的关键是谐振电感充电和放电速度不对等性，高端MOS开通后，通过短路副边能以VIN直接加到谐振腔上，但在谐振电流下降时刻，失去了这个加速有原因，速度是要慢了许多的，可见仿真波形：
Gang liu大佬使用的变频和死区一起进行调节，目的是要实现全范围最优控制。但是我退而求其次，我只需要在一定的范围内实现增益提升即可。通俗的讲就是，350V放在谐振频率点，350V以下全部通过PFM实现，350V开始固定在谐振频率，然后使用Gang liu提出的短路副边变压器的时间来作为输出增益的控制量。通过简单的仿真，变压器副边短路时间在半个周期的0-15%内就能实现非常宽的增益提升，甚至完全可以提升到420V以上。
我想到的操作方法是：在需要高增益时定频工作使用副边MOS工作提升增益，同时保证ZVS和ZCS。在中低负载就PFM吧。通过这些操作带了绝佳的好处：
1. 当固定频率在谐振频率上，原边4个开关全部实现ZVS和ZCS。
2. 以SRC模式工作，变压器无需气息。
3. 副边ZCS开通。
4. 仅控副边2个MOS，控制简单。
5. 在中低输出电压时，PFM足以应对。
6. 无需Gang liu大佬论文中那样考虑高低端MOS切换时谐振电流过零换向的延迟，再次简化控制。
开环仿真调试模型：
实际测试波形：输出180V/20A/97%，400V输入，18/8。
参考文档：
1，Implementation of 3.3-kW GaN-Based DC-DC Converter for EV On-BoardCharger with SeriesResonant Converter that Employs Combination of Variable-Frequency andDelay-Time Control Yungtaek Jang, Milan M. Jovanović, Juan M. Ruiz, Misha Kumar, and Gang Liu1, 2 Power Electronics Laboratory, Delta Products Corporation, 5101 Davis Drive, Research Triangle Park, NC, USA
Electrical Engineering, Fudan University, Shanghai 200433, People’s Republic of China2 Delta Power Electronics (Shanghai) Co. Ltd, 201209, People’s Republic of China