又到了周末，时间真快，各位朋友周末快乐。
本节分享SG3525PWM控制器调制的推挽谐振变换器建模，因为本模型是基于两级式光伏逆变器，所以推挽谐振变换器采用了开环运行。有兴趣的朋友可以尝试闭环建模。
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第二节第一部分已经分享了SG3525芯片建模，本节分享基于SG3525推挽谐振变换器仿真模型。基本参数如下：
DC输入：40~56V
DC输出：320~430V
输出功率：2000W
转换效率：95%
SG3525输出PWM仿真波形如图1所示。
图1 PWM仿真波形
图2 为推挽电路的功率级电路模型，为了使仿真更加接近实际情况，原边MOS管并联等效电容200pF（该电容值为MOS管输出电容与PCB上寄生电容，通常取几百pF。），输入并联20mF电容，该电容不影响仿真结果，加在这里目的是为了更加接近实际情况，避免设计时疏忽；变压器采用4绕组变压器（仿真时，开始选用3绕组变压器，仿真结果误差较大，错误为高压侧谐振电流频率与低压侧谐振频率不相同，导致仿真中MOS管D极始终出现较大的尖峰，后来换用变压器，设置合适的参数，问题基本解决，但由于变压器参数没有优化，所以仿真结果不是特别理想）；高压侧采用谐振的最大优点就是消除原边MOS的电压尖峰（但是调试中比较麻烦，如果调试不好，很难达到理想效果，有可能适得其反）；二极管整流，二极管上会消耗较多的功率，导致二极管发热严重，如果器件选型不合适，高压侧串联谐振，很有可能会降低效率，但消除前级尖峰，会使机器变得更可靠。所以实际设计中会综合各方面因数来考虑设计方案，不能一味的追求某项参数指标。功率电路模型如下：
图2 推挽谐振变换器功率模型
功率级仿真波形如下：
情况1：谐振频率等于开关频率，仿真时长0.1s，步长100ns。
稳态波形
图3 情况一
仿真中，MOS管关断过程中有一个凹槽，出现这种情况的原因，还请大家发表自己见解？
0~0.1s整个过程波形
图4 0.1s仿真波形
情况2：谐振频率大于开关频率，仿真时长0.1s，步长100ns。
稳态波形
图5 情况二
0~0.1s整个过程波形
图6 0.1s仿真波形
情况3：谐振频率小于开关频率，仿真时长0.1s，步长100ns。
稳态波形
图7 情况三
图7可以看出，该情况下，开关管已经无法实现软开关，所以MOS的D极出现了较大的电压尖峰，此时已经失去了谐振的优势。
0~0.1s整个过程波形
图8 0.1s仿真波形
仿真分析结论：
高频逆变器，若实现软开关，同时提高整机效率，需工作在固定频率，占空比最大模式，只保留必要的死区时间时，才能达到较好的效果。若实现有效值为220V的逆变，前级推挽电路工作在开环模式，后级H桥通过SPWM波调制，调节占空比，实现稳定电压输出。
本文仿真波形不是特别理想，欢迎各位朋友提出自己看法，是什么原因造成该种结果，应该如何改进？
本专题最终将根据情况分享仿真模型，如果感兴趣的朋友可以一起讨论交流。也欢迎朋友关注“变换器软开关拓扑与控制策略研究”，部分内容将保持同步。