使用功率开关器件的工程师们肯定都有选择驱动芯片的经历。面对标称各种电流能力的驱动产品时，往往感觉选择非常困惑。特别是在成本压力之下，总希望选择一个刚好够用的产品。以下内容或许能给到些启发。
首先来看一下这个驱动峰值电流的定义方式。这个很重要，不同公司的产品往往宣传说法不一样，所以要参考规格书。以下图1是英飞凌的1EDI系列产品的电流表。比如1EDI60I12AH，我们常说它是6A的驱动。事实上，这个6A是它的最小值而它的典型值是10A。又比如图2中的英飞凌新产品1ED3122MU12H，我们称它为10A的驱动，而这个却是典型值，但后面的测试条件栏里却写着VCC2-OUT=15V，这将是最大值里的典型值。绕口了有没有？那是不是说明两者的驱动带载能力一样的呢？如果不一样又有什么差异？
图1
图2
我们可以借助示波器来一窥究竟，使用宣传为6A的英飞凌1EDI60I12AF芯片，测试连接如图3。输出电流的测量可以在电容前串一个小电阻，因为这个电阻只是用来方便测量电流使用，所以越小越好。如果是测试开通的输出能力的话就测量驱动芯片VCC和OUT之间的电压。如果是测试关断电流能力的话就测量驱动芯片OUT和VEE之间的电压。然后使用示波器XY输入模式，把测得的电压用X轴展示，电流用Y轴展示，可以得到如图4的曲线。这个是驱动芯片本身的电流能力。
图3
图4
但是实际中，无论是处于EMI的考量还是为了保护续流二极管，必然会使用门极电阻，而且为了功率门极不处于欠阻尼状态，Rg≥√(L⁄C)。为了分析方便，我们先不考虑门极回路里的电感且把驱动内部的MOS当作一个可变电阻处理，那么如图5，可以求出ig=(VCC-VDS-Vge)/Rg，用图4的坐标形式的话，将会是一系列平行的斜线，如图6。斜率和电阻值相关，比如图中的电阻是1.5Ω。门极电压每充1V，斜线就沿横坐标往左平移1V。把图4和图6结合在一起得到了图7，交点就是实际输出的峰值电流，由于实际电路中肯定还有寄生电感，会限制到达峰值电流的速度，导致真实电流值更小。对于一般的中小功率而言，1.5Ω的门极电阻算小的了，理想无感的交点在6A。如果门极电阻再大些，交点电流将更低。这样输出电流的能力被电阻限制住了。所以英飞凌宣称的6A并不是15V时对应的电流值，而是考虑在功率器件标称电流对应的米勒平台时的电流能力。如果直接从横坐标15V的地方找对应的电流甚至大于10A了。
图5
图6
图7
下面我们再来看看新款的X3产品情况怎么样。英飞凌X3系列的产品的输出部分直接采用新一代的单独的PMOS作为开通输出级，如图8所示。而不是像以前的产品那样使用PMOS与NMOS结合的方式（如图5）。选择1ED3122MU12H产品绘制如图9的电流能力曲线（根据设计参数所得而非实际测量）。按照IGBT标称电流时的米勒电压一般为9~10V来看，找到横坐标5、6V的时候电流能力达到了6A以上。和之前1EDI60I12AF相当，如果用最大电流值标称的话就是10A了。由此可以看出和以前PMOS/NMOS结合的产品峰值电流差不多。但是由于PMOS的输出不受限于Vgs，不会像图7的source电流那样有2V左右的阈值，而是和sink电流一样可以直接到零！这样实际测的话曲线会和图7的sink电流类似，我们暂时用它假代PMOS的输出曲线。可以看到即使在米勒电平时两者的输出限值一样都是6A，但是一旦有外加的门极电阻后，PMOS的输出能力更加出色，如图7红色圈所示。
图8
图9
由此可见，单纯地给出一个驱动电流值是无法直接判断带载能力的。我们需要更多的信息，比如芯片内部末级输出形式、定义值的点在哪？更为重要的是，功率器件的门极电阻影响极大。如果外部电阻很大的话，会分掉更多的压降，体现在图7的电阻斜率更小，使得工作点左移，更近原点。如果这时候还看15V的电流能力就变得毫无意义了。而使用独立的、电流更大的PMOS，可以解决NMOS作为共漏极输出所需要的门槛电压问题，输出特性线整体左移，叠加外电阻影响后，实际可以获得更高的电流。
最后，给个工程计算的方法。如果选定了最小门极电阻（临界阻尼或者直接用IGBT规格书的测试电阻），那么门极的电压差除以该电阻得到的电流，用这个值去选驱动芯片15V时对应的电流大于它的产品就可以了。如果门极走线不理想，所用电阻偏大，那自然就不需要大电流更贵的驱动了。反过来，如果门极电阻极小，比如IGBT7的模块甚至用到0.5欧姆以下，那么外加booster是解决方案。另外，超额电流地使用驱动虽然不能使开关损耗变小，但是可以使驱动芯片的功耗降低，减小发热。
