前面讨论过电压模式直接控制频率的LLC，对谐振电流做峰值过流保护动作后，可能会进入不对称PWM的谐振半桥工作模式，反而影响到可靠性。后面分析了原因，是因为无法保证谐振电容的电压中点位置稳定。更多内容可见：《再谈LLC的过流保护》。
于是乎我在想如果在电流模式控制的LLC谐振变换器上，过流保护的实现和系统的行为模式是该如何？更多关于NCP1399的文章：
一句话说清楚原理：
因此，NCP1339的谐振电容电压峰值控制方法，可以保证从DC源进入谐振和变压器的电流的周期积分是可控和被限制的，即使是发生短路和过流情况时，此种控制方法可以限制住谐振电容电压的最大值，那么也等效限制了进入变压器的电流最大值。可见下图所示，谐振电容在短路时被顶到反馈所设置的最大值，并持续工作在反馈所设置的最大谐振电容电压上。
那么就等于是进入谐振和变压器的最大功率已经被反馈设置所卡死，因此只需要设置合适的谐振电容采样的分压比例，就可以很精确的限制输入功率，进而防止过流和短路的损坏。如果在参数设置合理的情况下，这种控制方法，可以在过流和短路的状态防止电流增大，此时输出电压下降，电压闭环控制使得光耦电压持续维持在最大值的饱和状态，然后通过判断光耦持续饱和电压的时间或是谐振电容电压峰值的计数器来实现重启或锁死保护。但是实际情况，依靠光耦饱和的计时就够了吗？
很明显还不够，从上图可见：
1、即使顶到光耦设定的最大谐振电容电压然后关闭PWM，此时谐振电流还在继续增大，并不能说准确的限制住限制电流的变化。
2、容区工作没法保护，假如谐振电容采样系数设置的较小，那么顶到反馈设定最大值时，可能会掉落到容区：
所以这个也是仅依靠谐振电容峰值电压来做控制的最大缺点。他并不能完全解决过流和短路时的容区和硬开关风险。从这个波形来看，想要解决这个瞬态的电流异常问题，还需要限制最大的开关周期。防止进入更低的开关频率跌落到容区，可见这里的周期控制CT的电压已经远高于稳态周期长度。因此如果能限制最长周期，也不会突然跌落到容区里面，因为峰值电容电压控制方法，它只看电容电压，而容区它是不知道是否已经存在的。因此可以做最长TON时间限制，来对这里进行考虑：
可见，限制周期也并不能一定限制容区。到这里可见，NCP1399为了解决过流和短路的可靠性，提出了多个策略：1、谐振电容电压峰值保护，2、反馈正向饱和保护，3、MAX TON限制，4、最大谐振电容电压保护。
如果用户仔细设计好谐振和电容电压采样参数，也能很好的工作，并无可靠性问题。
小结：NCP1399的过流和短路保护，需要仔细设计反馈最大值对应的谐振输出功率，如果谐振电容的分压系数设置过小，那是无法实现可靠的短路和过流保护的。即使NCP1399提出了多从考虑，但是也不能完完全全解决短路和过流时的容区和硬开关的问题，这个问题在MPS的HR1211上才得以解决，这个后面在继续聊。
参考资料：NCP1399 DS，HR1211 DS
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