动点的方向有改变，有可能是为了补偿EMI性能的。

在多路输出的应用里面还有一些小手段可以减小待机功耗的之前提到过作反馈用的光耦和431的损耗，这里再补充一点。在多路绕组输出的应用里面，光耦和431的偏置电流应该取自电压最低的那一路，（当然是在不影响反馈性能的前提下），这样可以非常明显的节约待机功耗。有一种在家电、智能家居应用中非常常见的两路输出的结构，是基于LDO的。一般比较高的电压是18V、12V等供风扇、继电器或者背光的，再通过一个LDO提供稳定的5V或3.3V给MCU。因为风扇、继电器这些基本上在待机状态下都是不用的，那么就可以用MCU提供一个待机信号，把18V、12V降到5-6V，只要能保持MCU正常工作就行了。这个是从系统的角度出发来实现节约的。

接下来再谈谈一些周边辅助电路设计的影响。RCD是比较常用的吸收电路，主要是吸收漏感的能量以限制开关管上的尖峰电压。相信大家都清楚，RCD如果做的太强的话会对效率有很明显的影响，那自然也会影响轻载效率和待机功耗。如果考虑到待机状态下电源都是工作在极低频率的Burst状态下的话，实际上C的大小对待机功耗的影响比R要大得多，因为每次C都会充满再放光的。这部分能量就像一个假负载挂在那里一样从这个角度出发，有一种做法是把C彻底拿掉，用一个TVS来代替，这样就拿掉了这个“假负载”。[图片]

不差钱的话就用固态电容

楼上说的没错。加多大的假负载这就要看所用原边反馈芯片最小功率能做到多少了，也就是最小的ipk和最小的频率。这里就也有取舍，ipk太小了，副边导通时间就没有了，采样可能会有问题。最小的开关频率太小了，空载跳重载的时候输出就会掉到零。

原边反馈和副边反馈的芯片在待机功耗上的表现也是有所区别的。大家都知道原边反馈的好处是省了光耦和TL431，但可以说还有一个附赠的礼品就是降低了空载损耗，因为光耦和TL431也都不是省油的灯。这里是一个典型的副边反馈的配置，空载状态下典型的偏置电流都在500uA-1mA之间，那么假设副边和辅助绕组的供电都是12V的话，这里就产生了10-20mW的损耗。哦，别忘了还要考虑转换效率[图片]有人减小偏置电流来降低这部分损耗，但是别忘了，满载时的偏置电流空载时还要小很多。这样做可能会影响整个的环路性能甚至失调。

只升了40mV，有可能是正常的啦。继续跑跑看吧。做电源不能怕炸[图片]

实际上Burst的方式也有一些细节是值得注意的。每隔100ms连出10个开关和每10ms出一个开关，看起来平均频率是一样的，但转换效率会不会有差别呢？仔细考虑还是会有一写区别的。比如反激电源中，有RCD钳位电路中的能量每次Burst都是充满再放光的，这样的话连出的开关数多一点会比较好。LLC的情况会不一样，因为LLC的Burst基本前一两个周期把能量已经都输出来了，后面再开关基本上只剩励磁电流了，换句话说后面出的开关都是在做无用功，除了产生开关损耗外没干别的。这样就是连出的开关数少一点会比较好。[图片]

芯片的控制方式可以说是决定待机功耗最重要的一环。相信大家都清楚，轻载或空载状态下，开关损耗在转换效率中占主导地位。所以为了降低待机功耗，大部分电源芯片都采取载轻降频的控制方式。以中小功率常用的反激电源为例，现在比较流行的一种复合控制模式如下，重载时采用PWM，随着负载减轻频率下降，在接近空载的区域采用Burst的工作模式进一步降低开关频率。[图片]这种控制方式在实际应用中有一个矛盾需要考虑。理论上来说保持最大的ipk可以再空载状态下获得最低的开关频率（1/2*Lm*ipk^2*fs）。但开关频率在20kHz一下就会有噪音的问题，从这个角度来看就需要ipk越小越好。因此在实际应用的时候就需要找到最佳的折衷设计了。

芯片本身的功耗是Icc*Vcc/Ƞ。   Icc是工作电流，Vcc是工作电压，Ƞ是转换效率。因为芯片稳定工作的工作电压一般都来自辅助绕组，所以Ƞ取决于开关频率和功率电路的设计，后面也会陆续提到影响转换效率的一些因素。就目前看到的水平，AC/DC类的功能电源芯片，只要功能不是特别复杂的，Icc都应该能做到百uA这个数量级。只有一些很复杂的芯片，比如PFC+LLCcombo这种，或是大功率电源中所采用的数字芯片耗电才会在mA级别。特别大功率的电源有时会采样辅助电源的方式来节约待机功耗。Vcc则是取决于辅助绕组的设计。为了是芯片功耗最小化，设计的时候当然应采用尽量低的供电电压。只是要注意辅助绕组提供的电源一般会随着负载减轻而降低。必须保证Vcc在空载条件下也能保持在最低工作电压以上。