第一种方案比较简单，效率可能没有后两种方案好；第二种方案做100W以内是比较好的，功率再大就不合适了；第三种方案成本相对高一点，BOOST加反激不如加LLC或者正激吧

Vout对地并联一个102

3904导通后GS为负压，将MOS关断

测量时耦合了开关噪声，建议使用最小环测试

这个电路是正常的！请正确理解BSS126，这个是N沟道耗尽型MOS，与常用的增强型MOS不同，耗尽型MOS的GS为0V时就已存在导电沟道，N沟道耗尽型MOS的GS电压

有关，跟驱动能力有关，驱动能力越强或者说SINK电流越大应该这个跌落越大

这个电流尖峰跟是不是临界导通模式无关，是由反激变压器的漏感产生的，漏感越大（存储能量越多）尖峰越高。众所周知，反激变压器等效模型中励磁电感与漏感为串联关系，在原边功率管关断时，漏感中存储的能量一部分被RCD吸收，一部分通过输入端与MOS管DS寄生电容谐振，此谐振电流会经过变压器的励磁电感传输到副边造成在副边续流二极管的电流波形上看到振荡，这个尖峰电流就是经过变压器原边的谐振电流，两者之间有个匝比关系。要减小此电流尖峰的办法（让参与谐振的能量小一点）：加重RCD吸收，减小变压器的漏感

驱动sink电流，从MOS管G端到芯片Gate到芯片地到采样电阻再到MOS管S端

这种同步整流的控制方式肯定会有共通的，只是大小问题，类似于MPS的6908，只要共通不是很大，效率不会影响很多，但是要特别注意VDS的电压尖峰。目前市场上也有一些其它的方法，比如PI的，它可以原副边通信的这种就可以不存在共通。你这个共通时间太长了，你看看Layout是不是按照TI这颗芯片规格书上要求的，还有你原边开通感觉太慢了吧，目测开通时间有200多纳秒，你可以把这个调快点试试。

UCC24612工作不是识别什么CCM模式的，芯片工作只是看VDS电压，关断电压一直是-9mV，这个-50mV是指在CCM很深的时候，芯片会触发不到降低驱动电压的条件（为了更快的关断MOS管），所以看之前周期智能调节这个阈值到-150mV。共通肯定会有的，但是你这个太大了，你另外一个通道是原边的驱动信号吗？