【调试中的小插曲】+FSQ0365替代FSDM0365做5V3A全电压输入轻载纹波及效率+091+2166

简单说下我这个反激电源，这个芯片FSQ0365集成650v MOS，重载时工作在CCM，稍轻载时QR准谐振控制，频率变化范围仅在55K-67K，轻载空载时进入突发模式，降低功耗。该控制方式可提高各负载点的效率，提升平均效率。

 

这个芯片的特色上贴说了有先进准谐振功能，检测开关管谷底导通，减少开通损耗，同时次级二极管零电流关断，而在低压重负载时可设计在CCM。在低压重载时MOS的导通电阻损耗占多数，高压输入时的开关损耗占多数。这样做可尽可能提高效率。

在负载极小到空载时工作在突发模式，降低开关频率，减小开关损耗开关损耗与工作频率相关。但大家可能都遇到过在这种模式下经常会出现可闻的噪声和纹波忽然变大好多。

本贴调试目的就是提高效率，而且解决轻载时纹波和噪声。

有 这些天忙着没时间拍。这个案子是前段时间做的了。

用过贴片的，做了个10W的辅助电源

先说个调试中的小插曲吧，当时焊接完上电输出和带负载能力正常，但是带负载输出纹波超大接近600MV，波形频率稳定已进入PWM控制模式。调试好久才发现在输出派型滤波电感后面的电容一只引脚的过孔尽然没有金属化，在焊接面看着是焊上了，但没联通到走线面。导致这个电容根本就没起作用。

下帖开始详细叙述减小空载和轻载纹波，及提升效率。

FPS_design_flyback_1.25_web 上传我这个电源的变压器设计表格。最终变压器就是按这个参数做的，调试效率5V/3A  220V输入时0.81

 Schematic Prints 上菜了 原理图出来了

调试中的小插曲首先考虑效率问题；

在计算变压器时有个问题其实一直也在困扰我不知大伙是怎么看的；

这种集成MOS的控制器大多是内部限定死了最大峰值电流，这个电流值与MOS导通压降有关。那么为了提高效率我选用导通小的，如我选的这个FSQ0365是Rds 3.5欧，峰值电流限制 IP=1.5A。 按照设计表格在峰值电流限制栏应该填入1.5A。 这样设计出的电感量和匝数就是在峰值电流1.5A时保证不饱和的电感量和匝数。 有个问题如果我们这个电源实际功率很小，实际工作峰值电流远没达到芯片峰值电流限制值。问题1 过功率和短路保护功耗大，2变换器效率低。但如果按实际输出功率计算出的峰值电流IP计算电感量和匝数的话变换器在上电瞬间，过负载，短路等情况时可能会进入饱和。

文笔不好可能描述的不清楚，有什么疑问我们再讨论。

嘿嘿，顶老梁~

楼上不明白你说的什么基准电压。还有老梁我提的这个变压器IP值的问题主要是想了解对于这个问题你们是怎么考虑的。因为如果在其它不改变情况下按实际计算IP值选电感量的话电感量就大，电源重载时CCM，导通损耗小。而如果按芯片规定的IP计算电感量的话电感量肯定小，有可能的工作在DCM ，峰值电流大，导通损耗大。 暂时先不管开关损耗。

老梁说的对，这个电源对效率影响最大的是输出肖特基二极管。

按我上面的变压器参数计算二极管反向耐压最高为30V，我现在选的是ON的MBRD835LG,8A,35V导通压降0.41V ，耐压余量不太足。各位觉得呢。实测最高输入时管子上反向电压接近40V。

设计这个电源对于效率的提升，终结的经验是，通过调整电感量使低压满负载时设计工作在CCM模式，带输入上升至165V是进入临界导通模式，165V以上时芯片变频进入准谐振模式,通过调整R7 C8充电时间，使DS波形在震荡的最低点即谷底导通。

C8上并的二极管箝位负向电压，不能省掉我已开始调试时没有装，导致重载带不起载，

另一点在DS电压可控的前提下尽量提高占空比大的反射电压容易使谐振时的谷底更低，开通损耗更小。