【show】详解单级PFC反激式电路

等待图文并茂的大作

    为了回答上面的几个问题，首先有必要讲一下单级PFC的基本原理。临界模式的单级PFC最早应该是由L6562这颗PFC控制芯片改进得来的，先给出一个框图描述L6562用于单级PFC的基本结构和外围电路，定性分析工作原理。

    再来看PFC功能。乘法器的输入分别来自误差放大器的输出和整流后馒头状正弦半波的分压，因此乘法器输出也是馒头状正弦半波，那么最终初级电感电流峰值也就跟随馒头状正弦半波，下面这个图可以说明问题。

    我们再看，反激式电路中D的表达式为：D=Vor/（Vor+Vin），Vor是反射电压，Vin是输入电压。单级PFC中，Vor=n*（Vo+Vd）基本可认为是不变的，而Vin是随着线电压相角变化的，为了提高PF，必须减弱D随线电压变化的程度，那唯一的办法就是增大Vor，当Vor大到一定程度时，Vin从零变化到线电压峰值，D基本可认为不变了，那么功率因素就近似为1了。

    通过以上的分析，应该已经完全解释了帖子开始提出的问题2。在工程设计中，对于全电压情况下，通常的设计使得110V下的功率因素可以很容易超过0.98，但到了265V的时候，通常只有0.9左右了，针对这个问题，可以说，基本是没有办法的，进一步提高匝比，或者说是反射电压，肯定可以进一步改善，但是MOS管的耐压就要进一步提高了，此外，过高的反射电压会导致另一个问题。这个问题就是，当反射电压明显大于输入电压时，变换器如果在断续工作模式（包括准谐振），那么退磁完成进入自由振荡后，MOS管的漏极会出现负压，导致MOS管的体二极管导通，效率显著降低了。

第三个问题:因为开关波形的包络是整流后100Hz的波形，故输出也是会有100Hz的纹波。

再来一个问题：PSR+PFC的是怎么实现PFC，有能够PSR恒流的？

第三个问题算是回答了，但是不够详细，呵呵，后面我争取解释清楚。

PSR+PFC实现PFC的原理完全一样，如何PSR恒流的，建议你看一下LT3799的内部框图，这是一个典型例子，内部原理讲的非常详细。

    继续来看上面那个图中包含的信息。图中白色的三角状部分表示次级电感电流峰值，对这个电流取平均值，就得到了次级电流的平均，和输入电流波形一样，是一个100Hz的比正弦半波更扁的低频波，这个电流最终被分为两部分，一部分流入输出滤波电容，一部分流入负载。理想情况下，电容上将吸收所有的交流，输出负载只流过直流，但这个交流成分的频率是100Hz，要处理如此的低频纹波，电容容量会大的惊人，因此，第三个问题得到了解答，单级PFC的纹波很大也是从结构上没有办法改善的。增加一级次级调节器也许是唯一的办法。

    接着讨论占空比相关的问题。如果输出电压电流以及输入线电压不变，临界或者断续模式下的单级PFC每一个开关周期的开关管导通时间是保持恒定的，这就保证了初级电感峰值电流跟随馒头状的正弦半波。但是需要引起注意的是，导通时间必定随着输出负载功率的增加以及线电压的降低而增大，至于道理很简单，因为能量守恒，输出能量大了，输入电压低了，那输入电流必须增大，因此导通时间势必增大。导通时间增大同时导致关断时间也要增大，最终在临界模式单级PFC中出现的现象是，平均开关频率的最低值发生在最低线电压和重载下，最高值发生在最高线电压和轻载下，最低我们知道不宜低于20KHz，否则可能有音频噪声，最高，通常不高于150KHz，以免进入传导EMI测试频段，这就是很多IC内部为什么限定最高与最低频率的原因。

    开篇的三个问题，还有第一个没有回答，单级PFC通常工作在临界模式或者断续模式，这涉及到的原因很多，下面一一道来，不全面的地方欢迎大家补充。

楼主终于开讲了，好贴，继续听课

    第一个原因：单级PFC工作在断续或者临界模式下可以实现原边恒流。断续或者临界模式下，初次级侧电感电流均为三角波，输出平均电流可以表达为Io=Ipks*D'/2，D‘是退磁时间，临界模式中可以近似等于1-D，其中Ipks=n*Ipkp，而1-D可以从从初级侧驱动信号下降沿计时到过零检测触发结束得到，因此，断续或者临界模式下要实现恒流，所需的全部信息可以从初级侧得到。连续模式下则是不行的，因为电流的谷值是不定的。当然，连续模式下要实现原边恒流也未必不可能，有兴趣的可以参看一下上海占空比的DU8623，细读一下其恒流专利，尽管这是一个BUCK结构的IC，但其恒流思路用在连续模式下的原边反馈应该是可行的，这里就不详述了。

    第二个原因：大信号不稳定现象。单级PFC在线电压瞬时值较低时，占空比非常大，远超过0.5，如果采用常见的定频PWM并且工作在连续模式，将产生次谐波不稳定问题，并且，由于输入电压是瞬间变化的馒头状正弦半波，企图通过斜率补偿来消除这一不稳定现象几乎是不可能的。本帖最终介绍的大功率单级PFC采用固定固定关断时间的控制方法，避免了次谐波不稳定问题。

    第三个原因：小信号不稳定现象。这个问题可以说是比较牵强的，众所周知断续模式下不存在右半平面零点问题，但实际上，单级PFC的环路带宽非常低，完全避开了右半平面零点频率。

    应该还有其他的原因，欢迎大家补充。

先来个实例，很早以前做的，LT3799，通用输入范围，输出1A恒流，电压20--25V。

    再看一下输出电压纹波。

 先撇开PFC部分的功能，这个框图和普通的定频峰值电流控制模式反激式电路的区别在于没有固定的时钟信号，开关管开启，初级电感电流上升到Rs上压降达到乘法器输出电压时，RS触发器翻转，开关管关断。对于定频PWM控制IC，开关管的导通受固定频率时钟信号控制

》》》》》》》》》》》这个其实就是电流型控制IC和电压型控制IC的最根本的区别了，三角波的来源

    继续来写，首先上传几个文件。

    AN1059.pdf

    L6562 Transformer Calculate Tools5W.xls

    这两个文件可能见过的不算陌生，第一个应用手册非常详细地推导了临界模式单级PFC的大信号工作原理，第二个表格则用来计算变压器。很多工程师可能不需要详细的计算就能做出一个合格的电源，但前提肯定是反复地尝试，最终形成了积累。单级PFC的变压器设计如果完全用公式来量化，可以说是非常复杂的，涉及到一些无法用代数表达式表示的积分项，所以设计表格中出现了多项式形式的近似计算。

    下面开始引入重点了，为什么临界模式的单级PFC功率不适宜做大？希望大家可以一起讨论。

功率越大，感量越小，漏感的控制很严格，开机Inrush电流也大，对MOS的电流应力要求很严。

目前看到有人做到180W了。

学习来着