想用Labview做一个反激电源设计软件

很多资料说输入电容一般按2~3uF/W来选择，反射电压一般取100V左右，图1是输入80V功率6W计算得输入电容25uF换算大约4uF/W，反射电压为75V左右。如果把最低输入电压设为120V计算结果如下：

                                                      图2 低压120V输入的设计参数及仿真对比

功率6W输入电压为120V计算的输入电容为11uF换算后大约2uF/W，反射电压106V接近100V，可见在输入在120V左右时“一般”取值才准确，当输入电压条件改变后这个“一般”数据就不可靠了。

除了给定的条件外如输入电压、输出电压、输出功率、开关频率等，这里还有几个参数无法确定比如深度系数K，RCD吸收参数。为此增加了检测功能以便查看不同工况下的参数变化，顺便探讨一下这“一般”取值的来由。

给定条件：

输入AC：110-265V 

输出DC：56V

输出功率：84W

开关频率：65KHz

输入波动电压：30V

输出波动电压：120mV

效率：0.8

计算得到的设计参数如下：

                                                     图3 输入110V的设计参数

图3中顺便加了三个波形图，第一个是输入电压波形，第二个是PWM信号和输入电感电流波形，第三个是输出电压纹波波形。

在图中右侧中下部多了一个按键用来进行参数设计和反向测试切换，在进行参数设计时电路中的各个参数都是相关联的，通常修改一个参数就会引起其它参数的变化，所以在设计的时候参数要按一定的先后顺序来设置。当切换到测试模式后切断了输入电压同电路元件之间的联系，当修改输入电压值时电路中的电感、电容、电阻这些元件参数不变其它数据时时变化，方便观察在不同输入电压条件下的电路工作状况。

深度系数值的选取：

深度系数k体现的是电路的工作模式，当K=0时电路为临界模式，当K>0时为连续模式，当k<0时为断续模式，k值定义如下图4

                                      图4 深度系数k

所以k的取值范围为0~1，当断续模式时软件会自己计算出负值来。

一般认为电路在低压输入时工作于连续模式，高压输入时为断续模式时比较合理，深度系数k就是调节这个连续和断续模式的分界点的。这个电路我将分界点设为178V，110~178V工作于连续模式，178~265V工作于断续模式。将软件切换至测试模式输入电压改为178V结果如下：

                                                    图5 输入178V临界模式参数

图5中深度系数变为0.0048约等于零，观察输入电感电流波形刚好在临界模式状态。所以这个电路将深度系数设置为0.2比较合适。

RCD参数的选取

MOS管上承受的电压Vds由输入电压、反射电压及漏感电压三部分构成，反射电压受峰值电流和漏感影响在这个电路中不同模式下的峰值电流变化不大所以漏感电压变化也不大，输出电压不变反射电压也不变，那么对Vds影响大的是输入电压，也就是当输入最高压时MOS管承受的压力最大，见下面的265V输入时参数

                                                图6 输入265V断续模式参数

当输入电压为265V时电路处于断续模式MOS管的Vds电压为563V还有30V的余量（假设用的600V管子），RCD中的电阻和电容取值还是可以接受的。但是有个问题如果仍然保留MOS管30V余量那么RCD的参数可以有任意多的组合，如下图

                                                    图7 不同RCD组合参数

图7中的第四组参数Rc=3K、Cc=500nF不太合适，200V以上500nF的电容成本高些，其它三组参数选哪个更合适？理论计算第一组Rc=0.5K、Cc=66nF损耗最低，波动62.1V最大这样是否有利于降低开关损耗？

再看一下钳位电压Uc=133V，叠加波动电压62.1/2=±31V后已经低于反射电压Vor=113V，这时吸收电路会直接消耗主电感功率大大了降低电路的效率。从这方面看好像反射电压Vor设计的低一点电路效率会高些，这时变压器匝比会变小直接影响是对输出二极管的反向耐压要求高了，同时占空比也会变小这可能又会降低电路效率。

在前面的给定参数中输入波动电压30V，输出纹波120mV是提前给定的，波动越小电源性能越好但成本会增加，如何确定这两个参数大概需要综合损耗分析和成本分析，另外还要考虑各参数对动态特性的影响，看来一个好的电源设计对综合性要求很高。

牛人啊！后续有啥想法没？自用还是怎么？

可以共享吗

变压器设计功能

在完成电路设计后下一步要进行变压器设计，通过把所以公式整合到一起后发现变压器的设计变的简单了。用论坛中的一个实例做分析：

输入电压：195~265V

输出电压：32V

输出电流:1.9A

开关频率：132KHz

效率：80%

第一步计算电路参数如下：

                                                图8、60W电源电路参数

这个参数是按低压临界模式设计得到的，当输入为265V时MOS管的Vds=553V余量足够。在调整输入电压参数时发现当输入为低压195V时电路工作于临界模式计算所需Ap=0.35cm^4，当输入为高压265V时电路工作于断续模式计算所需Ap=0.48cm^4，这大概意味着高压断续模式时需要的变压器体个头更大。

第二步完成电路参数设计后切换到变压器设计界面如下

                                             图9、60W电源变压器设计参数

在论坛中发现多个版本的Ap算法这里选用了三种，通过界面中的Ap法选择器来选择，其它参数的设置步骤如下：

1）  设置最大慈通密度Bm=0.21，最大电流密度Jm=400，窗口系数0.4，参数设置好后Ap值自动计算出来，这里Ap=0.48

2）  选取Ap>=0.48的磁芯，这里选PQ25/26，参数：Ap=0.9971，Ae=118，Aw=84.5，Al=5250，Pt=195W，将相关参数输入到变压器设计界面中。

3）  调节初级匝数Np观察磁通密度B和电流密度J的变化已期达到理想效果。

这里将初级匝数Np设置为30匝，电路高压满载时的实际磁通密度B=0.13实际电流密度为262.65。低压满载时的实际磁通密度B=0.131实际电流J=262.65高低压的变化不大。

从1开始逐渐增加初级匝数，当Np=19时B=0.205、J=166，Np=19既为最小匝数此时磁芯临近饱和而导线余量比较大。当Np=45时B=0.086、J=394，Np=45既为最大匝数此时导线接近电流上限而磁芯余量比较大。当Np=32时B=0.122、J=280两个值均比较低，见下图10

                                                      图10 不同匝数下的磁芯参数

设置匝数在19~45之间的变压器都可以使用，但如果匝数太少磁芯损耗大如果匝数太多导线损耗大，有资料说当铁损（磁损）等于铜损（导线损耗）时总的损耗最低，或许这可以作为设置最佳匝数的依据。这个问题先留着到损耗分析时再探讨。

简单介绍下设计思路，这里方法并不是很重要用Labview软件只是界面清爽些。

首先把所有的计算公式放在一起构成一个多元一次方程组，电源的设计可以看成是对这个多元一次方程组的求解过程。在这个方程组中未知数量大于方程组量其结果是得不到确定的解，要解这个方程组就需提前设定几个未知量，比如我们先设定开关频率、占空比或反射电压等等。

因提前设定的量不一定合理最终得到的结果可能不满足要求，这样需再重新设定直到得到满意的答案。这种反复求解验证过程应当是开关电源设计中比较合理的步骤，只不过经过多年的实践验证我们有了“一般”取值，将这些“一般”值代入方程后一般直接就能得到较满意的结果。但如果条件改变了如输入电压100~500V、MOS管耐压1000V等等这些“一般”值就不一定适用了。

这种反复计算验证的过程是繁琐的，得益于计算机的辅助计算功能只要把公式输入进去就能得到答案，当然公式要提前处理一下就是要先消元，尽量减少公式中的未知量同时让各个未知量之间建立起联系。经过这样处理后的结果是只要调节一个未知量参数就能看到相关的其它未知量的变化，再加上一些约束条件就可以轻松得到合理的参数。

如果有足够的方程组，比如再加上损耗分析方程组、成本分析方程组等，我们就有可能得到这个方程组唯一的解，也就是最合理的设计。（这里只能用合理，因要求不同有的要求效率高有的求成本低）

这里公式方程就比较重要了，没有准确的方程是得不到准确的结果的，论坛中这方面的资料很多有的采用的是近似法有的公式则很准确，还有些略有差异主要是公式中的系数有所不同，不同波形或者不同模式下的系数不一吧这个有待探讨。关于反激中RCD吸收电路的设计好像介绍的比较少，在这里跟大家探讨一下。

 RCD吸收电路方程：

RCD吸收公式

这个公式可在百度中搜索“反激RCD钳位计算”

百度中的那篇文章用的是能量守恒法推导出的这个公式，我们换个角度从电路上来推导。

                                                           图11  RCD吸收等效电路

图11中（1）是在MOS开关Toff时反射电压的方向，在反射电压Vor维持的期间可以等效为图（2），将图（2）等效变化后得到图（3），图（3）这个电路是一个典型的Boost电路，其中的漏感Lk作为其升压电感，这样 RCD吸收电路就可以当成一个工作于非典型模式下的Boost电路来分析。

                         图12 RCD漏感上的非典型电流波形

在开关的Ton期间漏感中的电流受主电感限制其波形为主电感Lm的电流波形，在开关Toff期间电路才进入Boost模式，所以这是个工作于非典型模式的的Boost电路。