拓扑：半桥 + 不控整流
对于BUCK来说，轻载指的是输出电流减小，Udc升高，通过反馈减小占空比使整流侧处于DCM模式，即靠PWM的占空比调整实现的，可用二阶充放电回路原理分析具体的电流形式。
对于LLC来说，占空比恒定，属于变频调制，谐振下的轻载 、 次谐振下的重载 都会出现DCM模式，但这两种DCM模式有着本质的不同
前提：基波分析法
% 基波分析法指的是电流的基波，没有基波电流，则不存在基波分析法，基波的周期决定于具体的L-C值。
% 对于单独的L-L-C串联谐振电路来说，器件上的电流、电压都是基波形式。但是，对于LLC变换器来说。即使在谐振下，也并非每个器件上都有基波形式的电压，如，Lm被钳位时，并联形式的Lm和励磁线圈，对外表现为”基波电流、恒定电压“。基波电流直接决定于输入阻抗的频率特性，这就是LLC基波分析法的要点。
众多资料(如TI的LLC converter small signal modeling)的波形分析中可得两点：
1---任何开关周期下，谐振的充要条件<===>Lm被钳位，Lr Cr参与谐振，谐振的基波电流与参与谐振的Lr Cr大小有关，基波分析法成立
2---Lm不被钳位，即参与谐振，重点在这里，此时，并不是众多资料上说的那样，Lm 参与谐振与 Lr的电流相等，如果真是这的的话，那下面彩色图中”3“阶段的电流应该是正弦的。。。而是C -Lr-Lm-Cr（上开下关）构成的充放电回路。只是这个过程比较短暂，可进行线性化，C指Q1的结电容
----补充一下：忽略等效R时，对于L-C形式的充放电回路，只能用基波分析法，基波周期决定于L-C元件 ，如是考虑电路中的R，则表现为二阶电路。
因此，Lm不被钳位时，例如下图阶段3中，可知，L-L-C的总体电压在上升，而MOFET的结电容C的电压却在减小，即，所谓的L-L-C均谐振，实际指的是Q1的结电容给C---Lr----Lm---Cr--构成充放电回路 。如果要分析此时段的谐波电流，可忽略Q1的结电容，分析Vin--Lr---Lm---Cr回路即可。基波频率决定于Lr---Lm---Cr的值。应该有文献分析过，图中并没说明。
总结：
LLC只有一种工作模式，即充放电模式，充放电的谐振频率，即基波电流的频率决定于参与充放电的L-C的大小，
只不过开关周期T、充放电的电流基波周期t，死区时间，使得模式变得复杂。或者说，
通过控制开关周期、死区时间 (即控制在一个开关周期T内，二次侧充放电的基波电流能否完成一个周期的换流)把Lm切入L-C充放电回路的本质是当电流进入换流模式时，电压方程是不同时满足。
通过轻载把Lm切入L-C充放电回路的本质是，可强迫原充放电回路中的基波电流发生阻断，
以上两种控制形式就像开关一样，可切换Lm是否参与L-C的充放电回路。
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基于以上两点可得
1）
fs
注：t3时段 Lm上的电压其实比前面时间要小，因为Q1的C- Lr Lm Cr 的充放电回路中，基波周期比Lr Cr大，电流上升速度必定减缓
这一点并非是大多数资料中，DCM时，Lm上的电流仍按原速率线性上升，显然DCM时，充放电回路也可用基波分析法，只是时间太小了近似于线性充放电。否则电路分析太杂。而是一般的KVL KCL
总结：
a: fs
结论：这种DCM模式是由原边引起的，称主动DCM模式
(图片：TI LLC converter small signal modeling)
2）
fs=fr时的DCM：
fs=fr时，也会出现DCM模式，如下图b(华科论文)
应该怎么分析这种轻载模式？
直观上，可从基波电流角度分析，输出端的基波电流减小，以至于基波励磁电流减小或消失，此时进行DCM模式
，
总结：轻载-----整流侧基波电流回路被切断-----强迫阻断原边基波电流，使LM加入原谐振回路，构成新的充放电模式------------新的基波周期=f(fr fm cr)
结论：
t3-t4：是由负载引起的DCM模式，称为被动式DCM模式
t4-t5：是由原边开关模式切换成了充放电模式，其DCM原理与fs
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要说明的是，对于LLC变换器的DCM模式 CCM模式，主要指基波电流的连续和断续，Lm被钳位是，基波=f(LR CR)，Lm不被钳位时，基波=f(Lr Cr Lm） 是不是两种基波电流情况下 Lm都能被钳位？如果只考虑二次 侧的整流电路，当然可以对任何正弦电流进行全波整流，但对于LLC，当然不是这样，因为Lm参与L-C充放电回路后，Cr电压变大，导致二次侧VD反偏，最终原边电压<原来的n*Udc，可勇者TI的LLC小信号建模
