当高的dv/dt供给漏极时，在功率MOSFET中有一个电流传导的可能性，在一些情况下，这可以损毁器件。下面给出一些由于dv/dt器件导通的实例。
（1）静态dv/dt
1. 假导通
2. 寄生晶体管导通
1. 在关断状态，漏极电压的突然增加改变整个漏极和栅极之间的寄生电容，产生位移电流（a）C*dv/dt。如果由于位移电流和栅-源阻抗(Zgs)在栅极和源极之间形成的电压超过Vgs(th)，它触发一个假的MOSFET关断。这里，漏极和栅极之间的寄生电容根据电路布线可以等于Cgd或比Cgd大。Zgs是驱动电路的阻抗，可以表示为R、L串联的电路。由于假导通，器件进入一个电流导通状态，在严重的情况下，在器件内形成高的功率耗散且造成毁坏性的失效。下列等式展示Zgs与Vgs间的关系，和在这个模式下dv/dt的性能。
Vgs = ZgsCgd(dv/dt)
（dv/dt） = Vgs(th)/(ZgsCgd)
为了增加dv/dt的性能，应该使用一个低阻抗的栅极驱动电路，且Vgs(th)必须增大。但在一个低阻抗驱动电路中，成本较高且Vgs(th)的增大与Rds(on)的增大有关。当Vgs(th)具有负的温度系数，假导通的可能性随着温度上升而增大。但通常来说，栅极电压不会超过门限电压，高的器件电阻会限制器件电流。因此，由于假导通导致的器件毁坏是罕见的。
2. 在关断状态，一个突然增加的漏极电压改变整个Cdb的电压，而且它形成流过Rb的电流(b)。当Rb的电压超过Vbe（寄生双极性晶体管导通时的射级-基极正向偏置电压，大约为0.7V）时，寄生双极性晶体管导通。当寄生双极性晶体管导通，器件的击穿电压从BVcbo减小到BVceo，它是BVcbo的50%~60%。如果供给一个比BVceo大的漏极电压，器件陷入雪崩击穿。如果这个楼及电流没有外部限制，器件会被二次击穿损坏。下列等式表示在这个模式下dv/dt的性能。 (dv/dt) = Vbe/(RbCdb)从上述等式可以很容易发现dv/dt的性能由器件内部结构决定。对于高dv/dt性能，Rb值必须要小。这个可以通过增加P-body区域的参杂水平和尽量减小N+发射极的长度实现。Rb也会被漏极电压影响，当漏极电压增加，耗尽层扩大且加大Rb值。当温度增加时，流动性减小而Rb增加和Vbe减小，寄生晶体管导通的可能性增大。但当基极和发射极通过源极接触而短接时，Rb值很小。这个只在dv/dt异常大时才会发生。→在假导通时dv/dt可以被外部控制，但在寄生晶体管导通时，dv/dt是由器件的设计决定的。这是这两个模式的区别。
（2）动态dv/dt如果有一个突然的电流中断，例如在高速开关中的钳位电感关断，器件会被并发的应力损坏，这是由寄生电容的高漏极电流、高漏源电压和位移电流造成的。
（3）二极管恢复dv/dt这是在特殊应用中dv/dt失效的主要原因，例如电路使用一个体漏二极管。数据收集给出了dv/dt的最大值。超过这个值将会造成由于二极管的过度恢复dv/dt的器件失效。下图展示了一个电机控制电路应用，该应用有二极管恢复dv/dt的问题。
首先Q1和Q4导通，且进入一个电流i1通过的状态。如果Q1关断来控制电机速度则电流i2会流经Q3的寄生二极管（续流二极管）。Q3的寄生二极管进入正向偏置状态，同时由于二极管的特性，少数电荷开始累积。当Q1通道，电流再次变回i1，在Q3的寄生二极管中积累的少数电荷被二极管反向恢复电流移除（如图20a部分）。一旦少数电荷被移除到一个特定水平，体漏二极管的耗尽区扩大且产生更多的反向恢复电流（如图20b部分）。如果这打开了寄生双极性晶体管，则Q3会被损坏。图20展示二极管恢复dv/dt测试电路和波形图。从这个测试，不仅仅可以获得dv/dt，而且可以获得Vsd（二极管正向电压）、trr（反向恢复时间）和Qrr（反向恢复电荷）的数据。测试里，Vdd值必须小于等于BVdss。通常Vdd设定为BVdss的80%，而且驱动器的Vgs脉冲周期必须控制以使Is可以变为连续的漏电流Id。
当Rg减小，di/dt和dv/dt值变大。首先，trr可以通过测量图示中Is部分获得，这里di/dt（从地电势上的50%Ifm的点到地电势下75%Irm的点之间测量）是100[A/us]。Qrr可以用(Irm*trr)/2计算。dv/dt可以从数据手册中在di/dt条件下Vdd的10%~90%之间的点测量。Is（连续源极电流）和Ism（脉冲源极电流）表示源-漏二极管的额定电流，Is = Id（连续漏极电流），Ism = Idm（漏极脉冲电流）。
