损耗分析之MOS管损耗分析探讨

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MOS管有两个特性曲线，转移特性曲线和输出特性曲线。

 

                               图1-2-1 增强型NMOS转移特性曲线及近似方程

转移特性一般用夸导来表述，g_m=△i_D/△V_GS|V_DS，反映了栅极电压对漏极电流的控制。

 

                           图1-2-2增强型 NMOS输出特性曲线及近似方程

上图将可变电阻区近似为可控电阻来分析。

实际选取了一颗STD11N60DM2增强型NMOS管来分析（资料见一楼），实际的MOS曲线和图1-2-1及图1-2-2的理论曲线是有区别的，所以近似特性方程需做一些修正。

 

                                               图1-3 修正的转移特性曲线

精确的转移特性曲线方程应该是比较复杂的，这里采用分段线性化的方式将曲线描绘出来（段分的越细曲线越相似），最终为了计算的方便实际只取了其中一段既上图左图中的蓝色虚线，g_m=10.5A/V（根据参考资料夸导的量纲应为mA/V），开启电压V_T=5.7V。

实际的输出特性曲线和理论值就差别更大了，

 

                                          图1-4 实际输出特性曲线

这颗MOS的耐压为600V，正常应用时电压会比较高所以可以忽略了这个低压段的线性区，因为此时电压相对比较低所以对损耗影响比较小但会影响到米勒平台开通时间的计算。

另外从图1-1的MOS管模型可以看到寄生电容C_gd和C_ds是跟电压V_DS有关的可变电容，这里先假设其为恒定不变的。一般数据手册给的三个电容值定义如下：

 

计算模型及参数如下：

 

                                       图1-5 计算模型及参数

开关电源中的电感可近似为恒流源，所以计算时MOS管的最大流会被钳位在I_o处，并设MOS管开启前的电压V_DS=480V。

先分析导通过程的步骤：

1、导通过程第一阶段：

将栅极驱动电压V_gs<=V_T阶段（V_T为开启电压）定义为第一阶段，此时等效为下图的RC充电电路，

 

                           图2-1-1 导通过程第一阶段等效电路

利用RC充放电公式就可以把第一阶段的波形描绘出来，

 

                                        图2-1-2 导通过程第一阶段波形

上图第一阶段漏极电压480V，漏极电流0A，栅极驱动12V，栅极电压为RC充电波形。

2、导通过程第二阶段：

当栅极电压大于开启电压VT后MOS管导通，此时MOS管中的电流遵循转移特性曲线规律既此刻需要用到夸导g_m了，将电流从零升至I_o=10A的这一段定义为第二阶段。

 

                                        图2-2-1 导通过程第二阶段等效电路

这一阶段如上图红色箭头的电流逐渐减小绿色箭头的电流逐渐增大，总电流之和还是10A，由于电压V_DS=480V不变，所以这个阶段的栅极电压还是遵循RC充电规律，波形如下：

 

                                       图2-2-2 导通过程第二阶段波形

3、导通过程第三阶段：

当漏极电流I_D=I_o=10A后电感电流全部流经MOS管，此时MOS管电压V_DS开始下降，当下降到接近零时第三阶段结束。等效电路如下：

 

                                  图2-3-1 导通过程第三阶段等效电路

由于电流I_D=10A恒定不变根据转移特性曲线栅极电压V_GS被钳位在I_D/g_m，由于V_GS电压不变所以无电流流经电容Cgs，根据上图红色电流路径可列出方程t3*(V_drive-V_T-V_GS)/R_g=Cgd*(V_ds-V_drive)≈C_gd*V_ds从而得出阶段三的波形曲线如下：

 

                                    图2-3-2 导通过程第三阶段波形

这一阶段栅极的驱动电压由于被漏极电流所钳位不发生变化呈一个平台状，这个平台又称米勒平台。

4、导通过程第四阶段：

当漏极电压Vds接近0V后转移特性消失，此时Vgs电压又重新恢复了RC充电特性，由于RC充电曲线到了后期比较平缓所以取驱动电压的0.9倍为阶段4的截止时间。

 

                                     图2-4-1  导通过程第四阶段波形

综上MOS管导通过程中只在阶段2和阶段3发生了电流、电压的交叠存在开关损耗，驱动损耗和总的导通时间有关。

关断过程的步骤：

关断过程跟导通过程相似也分四个阶段也有米勒平台，关断过程波形如下：

 

                                            图2-5 关断过程波形

有几处不同，驱动电路的下拉晶体管有一定的饱和压降，驱动电压拉不到零；电感电流经历了Ton后会变大所以关断时刻的Io要比导通时的大；关断时刻的漏极电压大于等于导通时的漏极电压（Vds）。综上关断损耗大于开通损耗，不过一般驱动电阻Rg上会采取反并联一个二极管的措施，可以有效降低关断损耗。

按图1-5的参数对Saber中的MOS管进行设置，首先设置转移特性曲线如下：

 

                                  图2-6-1 设置转移特性曲线

输出特性曲线中只能让其中一根重合，不知是不是方法不对目前这部分没有做设置同Mathcad计算一样会带来一些误差。下面的是Saber仿真和Mathcad计算对比：

 

                                    图2-6-2 Saber和Mathcad结果对比

因为假设的条件相近所以二者的结果也比较相近的，由于之前忽略了电容可变及输出特性中的可变电阻区所以跟真实的MOS管会有一些差别，对比如下：

 

                                      图2-6-3 Saber与实际MOS曲线对比

如上图所示实际MOS的米勒平台比仿真和计算的结果要宽，不过多出的这一部分对应的Vds电压已经降为零所以对开关损耗没太大影响，对驱动损耗的计算会产生一些影响。

对方程做了点修正，将时间t3（米勒平台）放大1.8倍用来修正可变电阻区和可变电容的误差。

 

                                        图2-7 米勒平台时间修正

见上左图红圈处，可变电阻区和可变电容引发曲线偏转导致米勒平台的时间延长了。

上面的仿真和计算都是在实验室条件下建立的，在实际电路中会存在寄生电感或变压的器漏感等因素都将引起曲线的变化，另外DCM模式和CCM模式下开关的损耗对比，CCM模式下反向恢复对损耗的影响，漏感、驱动电阻对损耗的影响等问题都需进一步的分析。

为创造相同的测试条件，设计了一个1100W的反激电源，参数如下：

 

                                     图3-1 1100W反激变压器参数

将之前按数据手册设计好的MOS管放到实际的仿真电路中测试，首先是没有漏感的测试情况：

 

                                                 图3-2 无漏感反激测试

在仿真中没找到Vgs电压曲线，这里放置了栅极电流Ig来替代，从上图看Vds电压和漏极电流Id都和之前的仿真、计算结果相近。上述仿真参数Time step设置为10n耗时较久，后面的仿真都会按100nS来设置在波形上会有些失真。

其次给变压器上加6uH的漏感，仿真结果如下：

 

                                                图3-3 加6uH漏感仿真结果

漏极电流的di/dt被漏感限制的比较低呈现“零电流”开通模式，测了一下这个di/dt=（Vin+Vor)/Lr确实是符合的。这里就有些困惑了，因为漏感的存在（1%左右）CCM反激开关没有了开通损耗（关断损耗会加重）？那输出二极管的反向恢复问题又该如何解释呢？

把时间轴拉长并模拟发生反向恢复时的情形如下：

 

                                       图3-4 反向恢复引发尖峰电流

如上图所示，一般的二极管反向恢复时间是百nS级的跟MOS的开通时间不是一个量级的，反向恢复电流的di/dt受输入、输出测漏感限制，有漏感存在的情况下，MOS管的开通都近乎零电流开通即便是在CCM模式，进而得出增大漏感可以有效限制反向恢复电流的结论。

DCM模式下也一定不存在输出二极管的反向恢复问题，但是CCM模式时增大漏感会降低效率，如果漏感的能量也能传递给负载那么就可以一举兼得了，一种兼容DCM&CCM优点的反激电路就这样产生了。

链接：http://www.dianyuan.com/bbs/2442872.html

同样这种思路可以用在CCM模式的Buck电路上：

                                    图3-5 CCM&DCM串联模式Buck电路

图中的变压器没有隔离要求所以耦合可以做的好一些尽量降低漏感，RCD的吸收功率可以很小。因为Buck的续流电感没有变压器其“反射电压”不可变所以MOS管所承受的电压应力要大一些。

Saber仿真关断时的电流、电压波形如下：

                               图3-6 关断时MOS管的电流、电压波形

关断时刻漏感没有直接参与或者说之前的关断损耗计算公式可以直接应用，但是漏感会导致Vds漏源电压升高，间接的引起关断损耗增加。

另外对于RCD吸收电路理论上吸收电容取大一些不会影响效率，因为电容是无功器件并不消耗能量，所有的漏感能量都将由吸收电阻消耗掉。实际电路中吸收电容小一些反而效率更高，原因可能是吸收电容小纹波大，在MOS管的关断时刻Vds电压比较低所以关断损耗低，尤其是DCM模式下更明显。

有了修正的导通和关断模型后就可以将之前的问题都量化处理了，为找出最优参数创造了条件。（变压器理想化的前提下）

漏感对输出二极管反向恢复的影响可以用下图表示：

                                                图3-6-1 漏感与trr的关系

如果知道关系式irr=f(Io,di/dt)，则可以将上述曲线准确的描绘出来。

二极管反向恢复的公式及波形如下：

上图证明如果增加漏感改变di/dt是可以解决反向恢复问题的，因为半导体器件的模型比较复杂上图也只是近似，比如取参数kn=10⁷ 时将得到Soft Recovery波形

MOS管驱动电阻设计：

 

                                 图4-1 MOS管驱动电路

实际的驱动电路如上图不可避免的会引入导线电感L，构成了LRC电路。恰当的驱动电阻Rg设计可以避免震荡同时兼容效率。

导线电感资料给的参考公式为：L=Length(nH/mm)+10(nH)。存在一个疑惑，这里的Length怎么算？闭环导线总长？一半？闭环导线的形状产生的影响怎么算？比如等长圆形的、长方形的、窄长方形的？

另一种方法可以通过改变Rg电阻、并联Cgs电容通过测量不同的震荡频率来推算导线电感。当我们确定了导线电感后就可以列方程求解电阻Rg了。

 

                                               图4-2 LRC电路震荡波形

参考上图当取驱动电阻取Rg=16Ω时电路未发生震荡，公式Rg=2*（Ldriver*Cg）^0.5可作为驱动电阻的选择参考（调节阻尼系数）。

Saber的仿真波形如下：

 

                                             图4-3 Saber仿真驱动波形

如上图所示，驱动电阻越小越容易震荡，相反驱动电阻越大导通损耗越大。

输出二极管RC吸收电路参数设计：

前面虽然有个兼容DCM&CCM的电路，但目前尚未证实其实用性，针对于普通的CCM模式电路一般都要加RC吸收电路的（或其它吸收电路），这里电路的参数是可以通过设计得到的。

 

                           图5-1 输出二极管RC吸收电路

如上图所示RC吸收电路+漏感Lr也构成了一个LRC电路，根据之前的方法先并联不同的电容根据f=1/(2πLC)推出寄生电容和寄生电感的大小。根据能量守恒列方程0.5*Lr*Irr^2=0.5*C*△V^2+Dio_loss，先预设△V求出吸收电容C的大小，再根据R=(L/C)^0.5调整阻尼系数。

仿真中用的是理想二极管瞬间关断没有Dio_loss损耗（存在反向恢复时间），在未加RC吸收时的波形如下：

 

                                           图5-2 未加RC吸收的波形

没有RC吸收电路时二极管的反向电压瞬间飙升的很高，根据之前的测量参数解方程如下：

 

按此参数获得的仿真结果如下：

 

                                            图5-3 加RC吸收后的波形

当考虑实际二极管也会消耗一部分能量时，二极管的反向峰值电压会更低一些。此方法可以提供参考方向，结合实际的调试来完成对RC吸收参数的设计。

考虑漏感或者DCM模式时的导通过程和CCM模式的波形对比如下：

 

                                     图6-1 存在漏感或DCM导通过程波形

设计一个输入100V~300V，功率60W的反激电源，综合之前的分析获得如下结果：（设Ron=0.36Ω恒定）

 

                                                     图6-2 损耗分析1

上图对比了从DCM、CCM到深度CCM，输入电压从100V到300V变化过程中开关损耗的变化情况。

不同输入电压，低压输入时平均电流大MOS管的沟道电阻Ron上损耗较大，高压输入时开关损耗较大。

不同设计模式，按DCM模式设计的峰值电流大开关损耗大，CCM模式开关损耗较小（暂未考虑输出二极管反向恢复问题）。

学习一下

楼主请教一个问题，如何确定mos需要多大的驱动电流？另外驱动电流的大小跟驱动电阻应该没有关系吧

驱动电流为Ig=（Vdriver-Vgs）/Rdriver，其峰值电流大小跟驱动电阻有关

比如上图红色曲线驱动电阻=16Ω，蓝色虚线驱动电阻=10Ω，峰值电流大的导通时间短，总电荷量跟驱动电阻无关。

RCD吸收参数设计：

按理论公式设计的RCD参数往往跟实际相差很大，从电路上进行分析大概由下面几个因素引起。

 

                                         图6-3 RCD吸收电路能量分布

如上图，1、MOS管的Cds电容、变压器的匝间电容等会吸收一部分漏感能量，2、变压器的次级漏感Lrs会导致吸收功率增大（输出低压大电流时导线寄生电感折算到初级甚至会是初级漏感的几倍），3、RCD中二极管存在反向恢复问题，4、变压器漏感测的不准导致计算偏差较大。

测量这些寄生参数是比较困难的，而实际上机调试则需尝试多组参数，有一种解方程的方法比较便捷：

 

首先按理论公式（k=0.5）计算出Rc和Cc放入实际电路，其次根据实测的吸收电压值调整修正参数k，当修正的计算值跟实测值一样时获得的值k既为所需修正参数，将此值代入理论公式重新计算出Rc和Cc。经验证这种方法的结果比较准确。

楼主，你好 有些mos管的驱动电流大，有些驱动电流小些 而一般mos管的vgs都差不多大吧，驱动电阻一般也就几个欧姆左右， 按照这个公式，岂不是驱动电流都差不多嘛

另外，总电荷量和驱动电流有关系吗？因为我注意到不同的mos管电荷量有区别

关系为Q=I*t，Mos管的栅极电流就是rc充放电过程，只是在米勒平台处被拉伸了。