非线性电感应用探讨

先搭建一个非线性电感模型，见下图：

                         图1-3 非线性反激变压器（电感）模型

图中变压器电感分别由600uH、200uH两个电感串联构成，假设当电流大于1A时600uH电感饱和（饱和后600uH电感自成回路），电路的总等效电感由800uH跳变至200uH。根据这个模型做的仿真如下：

                                        图1-4 轻、重载非线性反激仿真对比

见上图仿真，当轻载电流小于1A时电路中等效电感为800uH，重载时当电流大于1A后等效电感变为200uH。连续模式时感量不影响输出电压所以输出不变。

这里只有两个电感串联比较简单，当模型取多组电感串联后可模拟出接近真实的非线性曲线。目前需要确认的是这个模型是否准确，能否用来模拟非线性电感？

如果上述模型正确的话可以设计一个从轻载到满载全程CCM模式的反激电源，

                                      图1-5 全负载范围CCM模式

上面仿真中选取可饱和电感20mH（假设0.5A饱和），功率电感400uH，PWM占空比恒定不变，从轻载到重载开环情况下输出都为12V不变。

模拟这种定占空比全负载范围CCM模式电路上电及负载跳变时的动态特性如下：

                                           图1-6-1 非线性变压器反激动态特性

上图为负载70W-0.5W-70W跳变，从仿真结果看动态特性很差。这里占空比始终没有改变所以动态特性应该不是受“非线性”因素影响的，估计是由20mH可饱和电感工作于深度CCM模式造成的。

在保证全程CCM模式的前提下降低饱和电感的饱和门限（仿真中设置为50mA），并在饱和电感旁并联一个电容，电路的动态特性将得到极大改善，结果如下：

                                 图1-6-2 非线性变压器反激动态特性1

这或许说明饱和电感在电路中只充当辅助器件的效果更佳。

可变电感的想法最初源自于软开关，如果在恒定输入、恒定负载条件下是很容易实现高效软开关的，但在全电压、全负载范围目前好像还没有哪种软开关拓扑能做到全程软开关，如果让轻载也实现软开关的话则重载时就会产生过高的无功功率（环流）。

如果有了可控可变电感（或可控可变电容）那么全程软开关应该就有机会实现了。

在古老的磁饱和稳压器控制方案中，有这样的方式，即利用用一只可控硅导通角控制变压器的一个反方向线圈电流大小，从而改变变压器磁通量大小，从而调节饱和点位置。。。。

这也是一种可变电感方式

首先用Qr反激电源来做测试验证，参照之前分析LLC电路采用的方法将Qr反激的各段波形进行组合绘制出其工作波形并同Saber仿真对比如下：

                                               图1-7-1 Qr模式重载波形对比

参数：Don=0.35，Lp=100uH，Cqr=26nF，Ro=2，Uin=100，Uo=12，n=6.5，fs=60kHz。

                                                 图1-7-2 Qr模式轻载波形对比

参数：Don=0.0625，Lp=280uH，Cqr=26nF，Ro=44.3，Uin=100，Uo=12，n=6.5，fs=60kHz。

通过波形对比可以验证计算公式是准确的，也可以实现轻载到重载都为定频Qr模式（始终第一谷底导通）。上面的仿真和计算尚未达到最低谷底点，如果再增加谷底导通这一约束条件则能解出不同输出功率下对应的唯一占空比和唯一电感量值。（仿真和计算都忽略了漏感的影响，参数中MOS管并联的电容Cqr值似乎有些大）

按上述参数及谷底导通约束条件绘制的电感/占空比和功率/占空比关系曲线如下：

                      图1-8 定频Qr模式占空比与电感量、输出功率的关系

下一步如何在电路上实现这个非线性电感及控制方案有些棘手了。

尝试非线性磁芯在Qr反激上的应用，先假设一个磁芯其感量和电流的关系如下：

                                  图1-9 假设一个非线性电感

将此电感应用于Qr反激上的仿真结果如下：

                         图1-10 非线性磁芯应用于反激从轻载到重载波形

当采用不可控非线性电感时随着占空比增大（负载加重）导通时刻会逐渐偏离谷底，如果仍然期望谷底导通则需要更陡峭的L/I曲线或者是降低开关频率，带来的副作用是峰值电流会变高。

增加一个可控电流源，将电路改进成可控电感式Qr反激，如下：

                         图1-11-1 可控电感Qr反激电路

其中不加控制电流时的L/I曲线规律近似如下：

                图1-11-2 可控非线性电感

此电感（变压器）匹配可控电流源在不同占空比下的波形如下：

                                    图1-11-3  Qr反激可控电感仿真波形

上图中左图可控电流源0A、占空比0.05，中图可控电流源1.2A、占空比0.15，右图可控电流源3.8A、占空比0.33。

从仿真结果看当采用可控电流源后可以实现定频Qr反激这一预期目的，但可控电流源会带来一些损耗（非超导体及理想器件），等同于其它软开关电路中环流一般的存在。

要实现电感可控而又没有环流的方案目前能想到的只有组合式方案了，如在另外的帖子中讨论过的三路并联Qr反激。

                     图1-12 组合式Qr反激

如上图轻载一路选用大电感、小MOS管，重载一路选用小电感、大MOS管。当负载由轻到重变化时三路电源依此开启，每一路的开关频率都可以限制在一定的范围内比如60kHz~100kHz， 这样不仅降低了频率变化范围还能兼容轻重载效率。

开关电源也可以采用集成的方式，实现标准模块化电源。

                                           图1-13 集成式开关电源

如上图可以设计一个标准单元比如功率1W，如果输出功率10W的就并联10个单元，如果输出功率100W就并联100个单元……，控制上也可以采用独立的交错式。相对于半导体的高度集成化，目前变压器的技术有些落后了。