MOSFET在控制器电路中的工作状态：开通过程（由截止到导通的过渡过程）、导通状态、关断过程（由导通到截止的过渡过程）、截止状态。
MOSFET管的米勒效应示意图
MOSFET主要损耗也对应这几个状态，开关损耗（开通过程和关断过程），导通损耗，截止损耗（漏电流引起的，这个忽略不计），还有雪崩能量损耗。只要把这些损耗控制在mos承受规格之内，mos即会正常工作，超出承受范围，即发生损坏。而开关损耗往往大于导通状态损耗（不同mos这个差距可能很大。
MOSFET损坏主要原因：
过流----------持续大电流或瞬间超大电流引起的结温过高而烧毁；
过压----------源漏过压击穿、源栅极过压击穿；
静电----------静电击穿。CMOS电路都怕静电；
Mos开关原理（简要）。Mos是电压驱动型器件，只要栅极和源级间给一个适当电压，源级和漏级间通路就形成。这个电流通路的电阻被成为mos内阻，就是导通电阻<Rds(on)>。这个内阻大小基本决定了mos芯片能承受的最大导通电流（当然和其它因素有关，最有关的是热阻）。内阻越小承受电流越大（因为发热小）。
Mos问题远没这么简单，麻烦在它的栅极和源级间，源级和漏级间，栅极和漏级间内部都有等效电容。所以给栅极电压的过程就是给电容充电的过程（电容电压不能突变），所以mos源级和漏级间由截止到导通的开通过程受栅极电容的充电过程制约。
然而，这三个等效电容是构成串并联组合关系，它们相互影响，并不是独立的，如果独立的就很简单了。其中一个关键电容就是栅极和漏级间的电容Cgd，这个电容业界称为米勒电容。这个电容不是恒定的，随栅极和漏级间电压变化而迅速变化。这个米勒电容是栅极和源级电容充电的绊脚石，因为栅极给栅-源电容Cgs充电达到一个平台后，栅极的充电电流必须给米勒电容Cgd充电，这时栅极和源级间电压不再升高，达到一个平台，这个是米勒平台（米勒平台就是给Cgd充电的过程），米勒平台大家首先想到的麻烦就是米勒振荡。（即，栅极先给Cgs充电，到达一定平台后再给Cgd充电）
因为这个时候源级和漏级间电压迅速变化，内部电容相应迅速充放电，这些电流脉冲会导致mos寄生电感产生很大感抗，这里面就有电容，电感，电阻组成震荡电路（能形成2个回路），并且电流脉冲越强频率越高震荡幅度越大。所以最关键的问题就是这个米勒平台如何过渡。
Gs极加电容，减慢mos管导通时间，有助于减小米勒振荡。防止mos管烧毁。
过快的充电会导致激烈的米勒震荡，但过慢的充电虽减小了震荡，但会延长开关从而增加开关损耗。Mos开通过程源级和漏级间等效电阻相当于从无穷大电阻到阻值很小的导通内阻（导通内阻一般低压mos只有几毫欧姆）的一个转变过程。比如一个mos最大电流100a，电池电压96v，在开通过程中，有那么一瞬间（刚进入米勒平台时）mos发热功率是P=V*I(此时电流已达最大，负载尚未跑起来，所有的功率都降落在MOS管上)，P=96*100=9600w！这时它发热功率最大，然后发热功率迅速降低直到完全导通时功率变成100*100*0.003=30w（这里假设这个mos导通内阻3毫欧姆）。开关过程中这个发热功率变化是惊人的。
如果开通时间慢，意味着发热从9600w到30w过渡的慢，mos结温会升高的厉害。所以开关越慢，结温越高，容易烧mos。为了不烧mos，只能降低mos限流或者降低电池电压，比如给它限制50a或电压降低一半成48v，这样开关发热损耗也降低了一半。不烧管子了。这也是高压控容易烧管子原因，高压控制器和低压的只有开关损耗不一样（开关损耗和电池端电压基本成正比，假设限流一样），导通损耗完全受mos内阻决定，和电池电压没任何关系。
其实整个mos开通过程非常复杂。里面变量太多。总之就是开关慢不容易米勒震荡，但开关损耗大，管子发热大，开关速度快理论上开关损耗低（只要能有效抑制米勒震荡），但是往往米勒震荡很厉害（如果米勒震荡很严重，可能在米勒平台就烧管子了），反而开关损耗也大，并且上臂mos震荡更有可能引起下臂mos误导通，形成上下臂短路。所以这个很考验设计师的驱动电路布线和主回路布线技能。最终就是找个平衡点（一般开通过程不超过1us）。开通损耗这个最简单，只和导通电阻成正比，想大电流低损耗找内阻低的。
下面介绍下对普通用户实用点的。
Mos挑选的重要参数简要说明。以datasheet举例说明。
栅极电荷。Qgs, Qgd
Qgs:指的是栅极从0v充电到对应电流米勒平台时总充入电荷（实际电流不同，这个平台高度不同，电流越大，平台越高，这个值越大）。这个阶段是给Cgs充电（也相当于Ciss，输入电容）。
Qgd:指的是整个米勒平台的总充电电荷（在这称为米勒电荷）。这个过程给Cgd（Crss，这个电容随着gd电压不同迅速变化）充电。
下面是型号stp75nf75.
我们普通75管Qgs是27nc，Qgd是47nc。结合它的充电曲线。
进入平台前给Cgs充电，总电荷Qgs 27nc，平台米勒电荷Qgd 47nc。
而在开关过冲中，mos主要发热区间是粗红色标注的阶段。从Vgs开始超过阈值电压，到米勒平台结束是主要发热区间。其中米勒平台结束后mos基本完全打开这时损耗是基本导通损耗（mos内阻越低损耗越低）。阈值电压前，mos没有打开，几乎没损耗（只有漏电流引起的一点损耗）。其中又以红色拐弯地方损耗最大（Qgs充电将近结束，快到米勒平台和刚进入米勒平台这个过程发热功率最大（更粗线表示）。
所以一定充电电流下，红色标注区间总电荷小的管子会很快度过，这样发热区间时间就短，总发热量就低。所以理论上选择Qgs和Qgd小的mos管能快速度过开关区。
导通内阻。Rds（on）。这个耐压一定情况下是越低越好。不过不同厂家标的内阻是有不同测试条件的。测试条件不同，内阻测量值会不一样。同一管子，温度越高内阻越大（这是硅半导体材料在mos制造工艺的特性，改变不了，能稍改善）。所以大电流测试内阻会增大（大电流下结温会显著升高），小电流或脉冲电流测试，内阻降低（因为结温没有大幅升高，没热积累）。有的管子标称典型内阻和你自己用小电流测试几乎一样，而有的管子自己小电流测试比标称典型内阻低很多（因为它的测试标准是大电流）。当然这里也有厂家标注不严格问题，不要完全相信。
所以选择标准是：找Qgs和Qgd小的MOSFET管，并同时符合低内阻的MOSFET管。
