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工作特点
我们将对照图所示的T5荧光灯镇流器电路图来进行功能描述.主回路接通后,滤波电容C2和大容量电容C10被充电至主电源的峰值电压.经过启动电阻R11和R12,给IC供电的电容C12和C13也被充电.当供电电压Vcc低于10V时,IC的电流消耗一般小于100μA;一旦供电电压超过这一水平,位于RES管脚典型值为20μA的电流源就被开启,以检测低边灯丝.只要RES管脚的电压水平低于1.6V,就认为灯丝未被烧毁.在被测量电流流经的电路中接入电阻R36,该电阻用于调节压降并在运行模式时与电容C19一起对灯丝上的交流电压进行滤波.除此以外,一个齐纳二极管D10被放在RES管脚和地之间,以保护RES管脚避免因灯管在运行时被拆卸而可能引起的过压冲击. 电流通过电阻R34和R35流入高边灯丝,并通过电阻R31、R32和R33流入LVS1管脚.如果电流大于15μA,灯丝就被检测到.在多灯管操作时,可以使用第二个检测管脚LVS2,该管脚与LVS1一样可通过接地方式被屏蔽.LVS管脚的电流被供电电压Vcc钳制,以支持芯片启动.如果在LVS管脚测量到的电流过小,就会在RES管脚产生一个较高的电流(典型值为41μA),使电阻R16上的电压降超过1.6V的水平,IC的启动被阻止.也就是说,如果检测到灯丝存在,并且PFCVS管脚的电压不低于0.375V, 构成升压转换器的闭环调节回路,那么只要供电电压Vcc 超过14V的导通阈值,IC即可开启其驱动器输出.
给荧光灯供电的逆变器
半桥的低边MOSFET Q3随第一个脉冲导通,电容C13随即通过电阻R30和二极管D6向浮置电容C14充电,电容C14像电池那样为高边逻辑控制电路供电.电阻R30避免LSCS管脚过流保护的开启,因此在下一个半周,高边MOSFET Q2被导通.在半桥逆变器的输出端,电容C16与二极管D7和D8一起构成电荷泵. C16以逆变器频率持续重复的充电,使能量转移至C13以提供IC的供电电压Vcc,多余的能量由齐纳二极管D9消耗掉.另外,C16被用来限制电压转换速率,并形成零电压开关条件. 工作期间,负载电路的感性驱动电流在MOSFET Q2和Q3的死区时间对C16充电,且不造成能量损失.随后,MOSFET在零电压时导通.在关断时,C16对电压转换速率予以限制,使MOSFET的沟道在漏极与源极间电压达到一定水平之前就已经关断.因此,在正常工作时逆变器产生的开关消耗可以忽略不计. 逆变器的负载电路包含了一个由谐振电感L2和谐振电容C20组成的串联谐振电路.灯管与谐振电容并联连接.在图示例子中,灯管的预热以电压控制模式进行,这意味着谐振电感器2拥有两个辅助绕组,每个绕组分别通过由L21/C21和L22/C22组成的带通电路向灯丝供电.带通滤波电路保证灯丝中的电流仅在预热阶段流经灯丝.通过降低运行模式期间的频率,预热电流几乎完全被带通电路阻止.负载电路中还包含一个电容C17,用以防止直流电流流过灯管.
用于功率因数校正的预转换器
PFC升压转换器的MOSFET Q1与逆变器同时开始工作.该电路由电感L1、二极管D5、MOSFET Q1和大容量电容C10一起构成.采用适当的控制方法,该升压转换器可用作有源谐波滤波器,并同时用于功率因数的校正.在此PFC升压转换器的作用下,输入电流与主回路的交流电压具有相同的正弦波形. 在PFC 预转换器的输出端电容C10上输出一个由反馈控制的直流电压.PFC的功能通过控制MOSFET的开启时间得以实现,而不需检测输入电压.在由控制单元设定的开启时间之后,紧接着一个关断时间,关断时间由电感和二极管中的电流降到零所需要的时间决定.电感器L1上的零电流检测绕组上的感应电压通过电阻R13和PFCZCD管脚反馈给IC,用于检测该过零点.此时IC重新开启MOSFET Q1,使得电感L1产生一个不间断的三角波电流(即所谓的临界导通模式).在临界导通模式下,开启时间介于23μs至2.3μs之间.输出功率的进一步减少将使开启时间降低至0.4μs,同时关断时间延长,从而产生了间断的三角波电流(非连续导通模式).这种控制方法使升压转换器能在极大的输入电压及输出功率范围内稳定工作. 当然,该IC还包含针对PFC预转换电路的多重保护特性.PFCCS管脚可进行过流检测,总线电压的过压和欠压及开环检测电路监测则由PFCVS管脚监测.ICB1FL02G包括一个带回路补偿的误差信号放大器,其整个回路补偿由一个数字PI调制器和一个能抑制100 Hz波纹的数字滤波器构成.
启动阶段的操作程序
逆变器开启时的工作频率为125 kHz,该频率在10ms之内分16个频段逐段被降低至预热频率;预热频率的高低由电阻器R22调节.预热持续的时间介于0至2000ms,具体时间由电阻R23的阻值决定.随后,该频率在40ms内被进一步分128个频段逐段降低至运行频率f_RUN;运行频率由电阻R21调节.镇流器的设计必须使预热阶段时施加在灯管上的电压很低,而通过灯丝的电流却很大.在紧随预热期之后的灯管点火阶段,逆变器的频率应该达到或至少接近谐振电路的谐振频率,以产生足以使灯管点火的电压. 在成功点火且逆变器的频率降低至运行频率后,流经灯管的电流应达到额定值,流经灯丝的电流则降到最低.在点火阶段,空载的谐振电路在灯管两端产生高压,同时在谐振电路产生大电流.谐振电路中的电流由电阻R24和R25监测.一旦LSCS管脚的电压超过0,8V,逆变器的工作频率就会被提高数个频段,以避免进一步增加流经灯管的电流和灯管两端的电压.如果LSCS管脚的电压水平降到0,8V以下,逆变器的工作频率将按照点火阶段的典型步长逐级下降至运行频率.通过这种方法,对于不易点火的灯管点火阶段持续的时间因而由40ms延长至235ms,施加在灯管两端的电压会总体上保持在点火所需的电压水平范围,并带有规律性的纹波.如果在预热阶段完成后的235ms内逆变器未能达到运行频率,IC会转换至故障模式下工作.这种情况下,门极驱动将被关断,芯片消耗的电流降低至150μA,灯丝检测功能被开启.重启程序可以在灯管拆卸后或者经过一个新的主电源关断并重新开启后再次触发.
保护特性
作为对基本功能的补充,ICB1FL02G拥有众多的保护功能.一旦LSCS管脚的电压水平超过1,6V的阈值并维持400ns以上,系统会认为出现了危险运行状态因而转入故障模式.这种现象可以出现在从正在工作的设备上拆卸灯管时或主电源出现瞬态电压期间. 当逆变器处于运行模式时,偏离典型的零电压开关被认为是带容性负载的运行状态.在这种运行状态下,由于电荷泵电容C16的充放电,峰值电流出现在MOSFET开启期间.IC会区分两种不同性质的容性负载,其一,电容C16的载荷量出现部分变化,这种运行状态风险较小,因此只有在该现象持续时间超过500ms时IC才会转入故障模式.另一种情况是,电容C16随着MOSFET的开关而被完全充电和放电,这意味着MOSFET的体二极管在正向电流流动期间出现了换向,一旦出现这种伴随高功率消耗的危险运行状态,IC在610μs后即转入故障模式. 当灯管的使用寿命到期或出现导致灯管热稳定性较差的运行状态时,危险运行状态就出现了,结果灯管电压变得不对称或出现上升.通过监测从LVS管脚流经电阻R31、R32和R33的电流,系统可以测量灯管电压,从而达到发现上述危险运行状态的目的.当流经电阻R31、R32和R33的电流超过+/- 215μA 时,就会检测到超过灯管的最高允许电压的电压,这个值就是芯片的关断阈值.在芯片数据手册中,这种故障状态被称为EOL1(使用寿命到期状态1).出现不对称灯管电压的整流器效应被称为EOL2.当LVS管脚的正向峰值和负向峰值之间的比率高于1.15或低于0.85时,IC就检测到整流器效应.EOL1故障和EOL2故障被分别按照约40ns和4ms的时间段进行故障确认计数,当检测到故障时开始计数,故障消除则从统计数中减去计数,只有当计数器计数达到的总故障时间段数分别为15个或128个时,芯片进入故障模式.这种方法确保镇流器只有在连续出现一定数量的故障事件时才会被断开,即在整流器效应持续500ms后,系统转入故障模式.在芯片不同的工作阶段如软启动、预热、点火、预运行和运行模式中,IC对逆变器的工作频率进行控制.不同工作模式下,分别只有部分保护功能被开启,只有在运行模式下才启用所有的保护功能.ICB1FL02G电路集成了大量功能特性,使用ICB1FL02G可以设计出只需要很少外围组件的高质量灯管镇流器电路.
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