一款容易调试,性价OK的芯片,l6562用了都说好!!!.

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有现货吗?5K什么价格?!是否可以直接代换MC34262 ?功能差不多!

好象不同,L6562是CCM,33262是CRITICAL的.

有.

APFC样机图片500) {this.resized=true; this.width=500; this.alt='这是一张缩略图，点击可放大。\n按住CTRL，滚动鼠标滚轮可自由缩放';this.style.cursor='hand'}" onclick="if(!this.resized) {return true;} else {window.open('http://u.dianyuan.com/bbs/u/19/1089869435.jpg');}" onmousewheel="return imgzoom(this);">

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怎么联系你?买一点试一下.

6562 is a critical mode pfc controller

用他作PFC(220V输入)带一个8W到45W可变负载,在输出功率最低时出现不稳定的现象,输出有振荡,输入的电流波形不稳,而同样的电路,换成MC33262就没事.不知如何解决?

tel:13798383106

可以由外部的电路设定盱DCM或DCM(正弦低电压)+CCM(正弦高电压).

你的误差放大器的补偿电路能否贴出来,这款芯片恒功率负载和恒电压负载好像补偿电路稍有不同

你好!请问LM6561和LM6562有什么区别.谢谢!
      具体体现在哪?公司正想用此类芯片!

其PIN8是VCC,为什么还要从T上的ZCD线圈上引个电容和二极管过来,难到是做自馈VCC吗,还是做补偿用的,

就是D8,D2,C5,R14的用处,有什么作用,能不能讲解一下

L6562是6561的替代产品,6561开发的板子几乎可以不做更改的上6562,6562有更好的功率因数和更小的谐波系数,芯片内部多了一个功能电路.外部特性也有一些小改动.

VCC供电啊

是L6561和L6562不是LM开头

L6562现货批量供应每颗芯片RMB:2.8元 TEL:0755-26501471

功率因数的简介与应用

何谓功率因数?                      ■周光祖

大多数的电子电路的设计者在做电路设计的时候,几乎都不曾考虑功率因数(Power factor, P.F.).而功率因数也仅只于在学校电子课程内P.F.=cosφ这个概念,而这个观念只有在电流、电压波形是理想正弦讯号,这样的定义才成立;然而在真实的状况下,大部分的隔离式的电源供应器(off-line power supply)都有一个非正弦波的输入电流,这些电源供应器的输入端皆使用一个桥式整流器和输入滤波电容(如图1所示).

当AC输入电压超过输入电容两端的电压,才会产生输入电流对电容充电,我们可从图1看到在两个电流峰值之间,负载吸引储存在输入电容的能量,而这个脉波电流的一次谐波有φ的相位落后,所以P.F.一定大于COSφ.根据欧洲IEC555-2的定义,对于主要的电源供设备有明确的谐波电流大小的限制.我们如何定义功率因数呢?

实功(Real Power)

视在功率(Total Apparent Power)

若电流、电压的波形皆是理想的正弦波,而电流波形落后电压相位φ,所示功率向量可如图2所示. 回到实际的的状况下,电压是一个理想的正弦波形而电流是一个非正弦波形,电压波形的RMS值: Vpeak √2

而电流波形藉由富利叶转换(Fourier transform)可以得到:

IRMS total=√I02+I12RMS+I22RMS+...+In2RMS 其中,I0是电流的DC成分,I1RMS是基波电流,其余是电流谐波;而对于一个纯正的AC电流讯号I0=0,所以

IRMStotal=√I12RMSP+I12RMSQ+∞Σn=2In2RMS 而P=VRMS·I1RMS COSφ1,其中φ1是输入电压和基波电流的相位差,同理S=VRMS·IRMS total;

因此功率因数P.F.可利用下式得到:

我们再导入一个K参数,所以

K= =COSθ

其中θ是失真角(distortion angle),若IRMS total的谐波成分趋近零,则K 1.因此我们可做个结论P.F.=COSθ·COSφ1,而功率向量表示如图3所示,我们可由图解中更清楚了解彼此的关系.

功率因数的实际意义

功率因数为1有什么好处?我们可以从使用者和电力公司两方面来探讨;首先在一个115VAC的电源插孔,一般可供给15A的电流给负载,在这种条件下一个没有功因校正(Power factor Correction, P.F.C.)电路的电源供应器(一般P.F.=0.6)其有效电流会从15A减至9A而已.举例而言,一个电源插孔可同时供给4台具有P.F.C.电路的电脑(280W)使用,但只能给两部不含P.F.C.电路的电脑使用.而对于电力公司而言,虚功(Reactive Power, Q)和失真功率(distortion Power, D)是因为谐波电流造成的,多余的功率损耗将减低电源网路的效率,而且电力公司必须使用较粗的电缆来传输电力;此外,谐波电流会造成电力污染,让电力公司的电力控制较困难.在欧洲已定出EN60555和国际规范IEC 555-2来限制电源设备的谐波电流大小.根据笔者所知,欧洲对于灯具和大于70-80W的电器设备必须加装P.F.C.电路才可以输入,这项规定将在1998年施行,藉时号称电脑王国的台湾所产制监视器(monitor)、电源供应器(SMPS)...,皆必须有P.F.C.电路才能争取更大的商机.

功率因数的基本操作原理

一个功率因数矫正器(Power factor Corrector)基本上即是一个AC to DC的转换器,所以与转换式电源供应器的架构相同,如图4是一个基本的功率因数矫正器的方块图.

一个标准的转换式电源供应器利用脉波宽度调变(Pulse Width Modulation)来调整输入功率的大小,以供应适当的负载所需,脉波宽度调变器控制切换开关(通常利用Power MOSFET来达成)将DC输入电压切成一串电压脉波,随后利用变压器和快速二极体将其转成平滑的DC电压输出,这个输出电压随即与一个参考电压(这个电压是电源供应器应该输出的标准电压值)做比较,所产生的电压差回授至PWM的控制器,利用这误差电压讯号来改变脉波宽度的大小,如果输出电压过高,脉波宽度会减小,进而减小电源供应,使得输出电压回复至正常输出值.

一个P.F.C.也是利用这个方法,但是加入一个更先进的元件使得来自AC电源的电流是一个正弦波并且与AC电压同相位,此时误差电压讯号的调变是由整流后的AC电压和输出电压的变化来控制,最后误差电压讯号回授至PWM控制器,也就是说当AC电压较高时P.F.C.电路就从AC电源吸取较多的功率,反之若AC电压较低则吸引较少的功率,如此可以减少AC电流的谐波产生.

主要的功率因数矫正器之拓朴结构

在图5所示的拓朴结构中,boost结构操作在连续电流模式(也就是指在输入端的电感电流在整个切换周期内是连续导通的),利用输入电容Ci可减少切换时所造成的杂讯回流至AC电源,此外,boost电感只储存一小部分的转换能量(因为AC电源在电感去磁期间也就是MOSFET在OFF期间仍持续供给能量),所以与其他拓朴结构相比,Boost拓朴结构只需较小的电感.

因此Boost拓朴结构是最便宜的P.F.C.解决之道,但是Boost结构不提供突波电流和短路的保护;buck/boost拓朴结构也是常被使用,它的优点是提供输出、入的隔离和可调整的输出电压.

Boost电路的参数调整

这里就最常见的Boost P.F.C.(如图6所示)做一些元件参数的探讨:

·输入电容Ci的值

·Boost电感Lb的电流涟波

·Boost电感和MOSFET的寄生电容

·操作频率和频率调变技术

1)输入电容Ci值

跨在输入电容两端的杂讯正比于电流涟波的大小,而与电容值成反比.而输入滤波电容Ci必须承受在MOSFET导通期间具有电压涟波的瞬时输入电压,在最小额定输入电压VIrms(min)最差的情况将被发现,所以Ci必须符合下式:

Ci Kr

其中Kr是电流滤波系数,r= =0.02 to 0.08

而Ci的最大值将以不产生电流失真为原则.



2)在Boost电感的电流涟波

电流涟波是输入电压Vi,输出电压Vout,电感值Lb和切换频率fsw的方程式,表示如下:

△i=

举个例子来说,若Vi=300V, Vout=400V和Fsw=70KHz,设系统操作在连续电流模式(CCM),一般△i是1A,这也就表示Lb的值等于1mH.另一个假设若系统操作在不连续电流模式(DCM),△i约是6A,也就是说Lb=150mH.你将可从图7看到这两个不同电流模式的电感电流波形.

使用在连续模式所需的电感值大约是操作不连续模式的十倍左右,然而较低的电流滤波值表示可使用较便宜而有效率的铁粉心(Iron Powder Core).当涟波电流大于1A时,较大的di/dt将导致集肤效应(skin effect)的发生,这表示操作在不连续电流模式需要较昂贵的ferrite铁心.

在铁粉心的最大磁通密度较ferrite铁心大的多,这表示在DCM和CCM这两个状况下所须的电感大小是相同的,所以操作在连续电流模式下尽管所需的电感值较大,但是我们可使用较便宜的元件来控制较小的电感电流涟波.

3)频率调变的技术

切换频率可以是固定或是变动的;如果是变动的,切换频率可能是被控制的或是在设定的范围内自由变动,一个电路若使用变动的频率将使EMI和功率损耗降低,但是电路结构较难去分析,且有时频率特性很难去预测.

4)选择切换频率去符合功率元件

若固定的电流涟波,增加切换频率将使boost的电感值降低,然而增加切换频率将导致功率元件的功率损耗增加,在标准的boost P.F.C.电路,功率元件的导通损失比切换损失小,所以选用功率晶体的切换损失将限制切换频率的增加,同样地Boost输出二极体的回复损耗的切换频率也有同样限制.

P.F.C.的操作

在功率因素矫正器动作时,必须保持下列情形:

1)电源的瞬时输入电流要随着电源的瞬时电压而变动,以确保输入电流是一个正弦波且与电压同相位.

2)AC电源提供的方均根功率必须维持定值,即使是AC电压有变动.这也表示当输入的AC电压减少时,AC电流必须增加.

3)不管负载如何变动,DC输出电压仍必须保持一定.举例而言,若DC输出电压下降,则流经负载的电流必须增加至电压回复为止.

大部分的应用中电压误差放大器对于输入的AC电压变化不能做任何补偿,这是因为P.F.C.的桥氏整流器输出不是一个纯DC,这个涟波是AC电源经过半波整流的高压讯号是不能被稳压电容给消除,而图8所示我们可知控制IC有一个PIN做侦测此一涟波电压的变化.

半波整流电压变化和电压回授的误差电压可调整参考电流的大小,随后再与感应的回路电流做比较去控制PWM的输出,最后产生一个闸极驱动讯号推动MOSFET.

常用P.F.C.的控制IC

市面上常应用在P.F.C.的IC有很多种,这里就SGS-Thomson公司的两款IC-L4981与L6561做一些简单的特性介绍并藉由一些测试的波形让读者更进一步了解P.F.C.的效用.

首先,L4981可控制Boost P.F.C.电路达到0.99的功率因数,在环球交流电压输入(Vac=85~265V)下,线电流的失真小于5%,而IC本身在顺向回馈AC线电压和负载变动时具有自动调整的功能,其他优点如低起动电流(一般0.3mA)、高电流的闸极驱动输出、低电压锁定、过电压及过电流保护,最后它有一个PIN来控制柔性起动的时间.由于功能较多所以有20PIN,一般多用于100瓦以上的电源系统中例如大尺寸的监视器、不断电系统或者100瓦以上的电源供应器.

L6561是应小功率的P.F.C.电路而产生的,一般100瓦以下常使用它,因此它的设计以简单方便着称,相较于L4981,L6561只有8 PIN而本身是操作在不连续电流模式,在IC的内部有输出过电压保护、低起动电流和工作电流,而内部的起动振荡器可在P.F.C.电路启动时产生闸极驱动讯号.图9(a)、(b)是由SGS-Thomson提供的L4981之200W P.F.C. Demoboard和L6561的80W P.F.C. Demoboard所测得的AC电流及电压波形,在满载状况下功率因数皆大于0.99.

结论

当电路的体积大小和成本是你最大的考量,则P.F.C.电路是必须的;但是P.F.C.电路较传统的SMPS的前级易产生较多的杂讯,所以在滤波电路的设计要多加考虑.倘若读者对此深感兴趣,可以上SGS-Thomson的Homepage去搜寻,网址是http://www.st. com.  

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不知L6562的恒电压负载的补偿电路如何作?
因板子已按mc33262做好,我不想再添加其它电阻电容(板子上也没空间),所以直接将补偿电容接于1,2脚.见下图



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谁有做6562，价格多少？有做可打电话13603050659曹先生

 

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