同单管正激一样这种电路最大的缺点是开关管上要承受2倍输入电压，比如在一些AC-DC应用中需要用到800V的MOS管导致性价比不高。
一般单管正激可以通过调节复位绕组的匝数来降开关管电压应力，见下图：
图12 不等复位绕组的单管正激
如图12将复位绕组设置为初级绕组的2倍，理论上MOS管承受电压应力为
Vds=Vin+Vin/2 =1.5Vin。
实际上这种非等匝比绕组的漏感较难处理，因为漏感的存在MOS管还会承受一个尖峰电压，见下图仿真：
图13复位绕组耦合不理想引发尖峰电压
上图13输入电压100V，MOS管电压理论钳位值为100*1.5=150V，但漏感引起了很高的尖峰电压，所以实际电路还需增加RCD钳位电路不仅降低了效率还增加了电路的复杂度。
将之前的等效双管电路稍作改进不但可以解决开关管的耐压问题还同时解决了漏感问题。
图14 改进版等效双管正激电路及原理分析
如图14所示，增加的辅助绕组相当于增加了一个独立电源，钳位电容上的电压由原来的Vin变为Vin-Va，MOS管上的电压应力也由2Vin变为2Vin-Va，而每个初级绕组上都有与之对应的钳位电路使漏感能量得到有效吸收，仿真结果如下：
图15 改进版等效双管正激波形
仿真结果显示这种改进后的等效电路达到了预期效果消除了由漏感引发的尖峰问题。
由于不受漏感和工艺限制辅助绕组的匝数可以任意设计，这里取辅助绕组匝数为初级绕组的1/4，当输入电压为DC310V时得到如下仿真波形：
图16 输入电压Vin=DC310V、 Va=Vin/4的仿真波形
对于直流310V输入，MOS管承受的电压Vds=550V。
对应的最大占空比公式为：
当前参数下Dmax=0.429。
另外如果辅助绕组电压Va采用独立可调电压源则最大占空比将不受此限制，由于增加了电路的成本和复杂度这里不做过多探讨。