上一篇讲述了电压控制模式下的补偿电路，这一篇开始总结一下电流控制模式下环路补偿的内容。由于电流模式控制中，脉宽调制斜坡来自电感电流，这实际上表明电感的“出局”，功率级传递函数不再具有双重极点（电感的极点被拆分到高频）。所以，补偿可能会更简单，环路相应也更快！~
图1. 电流模式示意图
如下图1所示为电流控制模式的功率级＋反馈环路模型，相比于电压控制模式它的脉宽调制斜坡不再是固定频率和幅度的锯齿波，而是电感电流（过开关管电流）信号的采样，另外，为了避免占空比大于50%情况下的次谐波震荡，需要加入斜坡补偿叠加在电流采样信号上。但其功率级传递函数仍然是PWM调制器（MODULATOR）和LC滤波器的传递函数之积，只不过这里的电感被等效成一个恒流源，不参与闭环调整，整个系统被看近似作一阶系统（如图2）。
图2. 闭环控制电路等效图
从上图还可以看到：与电压控制模式类似，反馈部分包括分压器、误差放大器和补偿网络。分压器就是分压电阻，只带来幅度的增益，误差放大器又可以分为普通电压型和跨导放大型，其补偿网络可给系统带来增益和相位上的改善。需要注意，对于电压型放大器，传递函数与下电阻无关，下电阻只起到偏置作用。而对跨导放大器，两个分压电阻均参与环路补偿。若使用跨导放大器，只有反馈电阻之比是最重要的，只要上下电阻比值不变，就能获得相同的输出电压且环路幅相特性保持不变！但对于普通放大器，最好保持上电阻不变，修改下电阻阻值来改变输出电压，这样能够保证交流幅相特性不变（目前电流控制模式一般配合跨导放大器比较多）。
上面介绍了电流型控制模式下的功率级和反馈环路的基本组成，下面定量的列出它们的传递函数：
- （1） 被控对象（功率级）传递函数
图3. 被控对象（功率级）传递函数
图4. 功率级波特图
图3和图4就是电流型控制模式下功率级（也叫被控对象）的传递函数及其波特图。可以看到它的频率增益曲线中，有一个RC形成的单极点，一个ESR形成的零点，后面还跟了一个电感形成的高频极点。其实电流型控制下，如果ESR足够小，那么不设计补偿电路也是可以的，但这个因素不可控（容易出现增益裕度不满足要求的情况）。所以还是需要设计补偿电路保证穿越频率处足够的相位裕度和增益裕度。下面是针对电流型控制模式的几种补偿方法。
- （2） 反馈环路传递函数
图5.Type2普通运放补偿传递函数
在大部分电流控制模式中会选择type2作为补偿方式，图5所示是普通运放构成的TYPE2型补偿网络及其传递函数。看到低频段存在零极点，它使得反馈网络相位滞后90度，而R2和C2形成的零点又使相位有90度超前，因此，零点之后二者抵消，相位为0。在高频处，R2和C1（C2一般远小于C1因此忽略不计）共同构成一个极点，导致相位的滞后，所以该极点过后反馈信号幅度开始衰减，相位也逐渐滞后，最终稳定在-90度。
另外，目前市场上更多选择采用跨导运算放大器配合电流模式构成反馈补偿网络（如图6）。 下面简单介绍它的电路构成和零极点分布：
图6. Type2跨导运放传递函数
上图为电流控制模式下，误差比较器采用跨导放大器的双环控制电压调节系统环路补偿措施。其低频处的零极点fp1由Ro和Cth决定（Ro为放大器输出阻抗），零点fz1由Rth和Cth决定，高频极点由Rth和Cthp决定。
需要注意，若使用跨导运算放大器，只有反馈电阻之比是比较重要的，他们都能够获得相同的增益（衰减），而且幅相曲线不变！若使用传统运算放大器，上位电阻影响幅相曲线，若改变，则幅相结果完全不同，所以这种情况下只保持比值不变是不能幅相特性不变的，因此，这种情况下，若想改变输出电压，最好改变下位反馈电阻，而保持上位电阻不变，这种情况下，直流偏置电压将改变，但反馈部分幅相特性保持不变。
上面就介绍了电流型控制模式下反馈环路补偿网络的构成和传递函数的计算，其环路稳定性判定依据同之前文章中所述。因为十分重要，所以下面重新将其罗列如下：
- （1） 在穿越频率F_co处，总开环相移要小于360°，且需要预留45°余量，即相位裕度大于45°（最好为60°）
- （2） 在穿越频率F_co处，增益曲线变化率为-1，以避免穿-2斜率在穿越频率处相位的快速变化
- （3） 提供必要的增益裕量（12dB）
备注：应当注意，并不是绝对要求开环增益曲线在穿越频率附近的增益斜率为必须为-1，但是由于-1增益斜率对应的相位曲线相位延迟较小，且变化相对缓慢，因此它能够保证，当某些环节的相位变化被忽略时，相位曲线仍将具有足够的相位裕量，使系统保持稳定。
以上就是这篇文章的内容，主要针对电流控制模式下的环路补偿方法及其电路组成做了详细介绍，之后列出了该模式下功率级和反馈补偿网络的传递函数（普通运放补偿和跨导放大补偿法），最后给出了环路稳定性判定的一般依据。春节后第一篇大概就写这么多吧，今后计划开始写一些设计、测试等实用性内容，一起学习共同进步！