| 0 引 言 信息时代离不开电子设备，随着电子技术的高速发展，电子设备的种类与日俱增，与人们的工作、生活的关系也日益密切。任何电子设备又都离不开可靠的供电电源，它们对电源供电质量的要求也越来越高。 目前，开关电源以具有小型、轻量和高效的特点而被广泛应用于电子设备中，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源。与之相应，在微电子技术发展的带动下，DSP芯片的发展日新月异，因此基于DSP芯片的开关电源拥有着广阔的前景，也是开关电源今后的发展趋势。 1 电源的总体方案 本文所设计的开关电源的基本组成原理框图如图1所示，主要由功率主电路、DSP控制回路以及其它辅助电路组成。 开关电源的主要优点在“高频”上。通常滤波电感、电容和变压器在电源装置的体积和重量中占很大比例。从“电路”和“电机学”的有关知识可知，提高开关频率可以减小滤波器的参数，并使变压器小型化，从而有效地降低电源装置的体积和重量。以带有铁芯的变压器为例，分析如下：
图1 系统组成框图 设铁芯中的磁通按正弦规律变化，即φ= φMsinωt，则：
从公式可以看出电源频率越高，铁芯截面积可以设计得越小，如果能把频率从50 Hz提高到50 kHz，即提高了一千倍，则变压器所需截面积可以缩小一千倍，这样可以大大减小电源的体积。 综合电源的体积、开关损耗以及系统抗干扰能力等多方面因素的考虑，本开关电源的开关频率设定为30 kHZ。 2 系统的硬件设计
图2 功率主电路原理图 其基本工作原理是：交流输入电压经EMI滤波、整流滤波后得到直流电压，通过高频逆变器将直流电压变换成高频交流电压，再经高频变压器隔离变换，输出所需的高频交流电压，最后经过输出整流滤波电路，将高频变压器输出的高频交流电压整流滤波后得到所需要的高质量、高品质的直流电压。如图3所示为交流输入电压到最后输出所需直流电压的各环节电压波形变换流程。
图3 功军主回路的电压波形变化 本开关电源采用半桥式功率逆变电路。如图2所示，输入市电经EMI滤波器滤波，大大减少了交流电源输入的电磁干扰，并同时防止开关电源产生的谐波串扰到输入电源端。再经过桥式整流电路、滤波电路变成直流电压加在P、N两点问。P、N之间接人一个小容量、高耐压的无感电容，起到高频滤波的作用。半桥式功率变换电路与全桥式功率变换电路类似，只是其中两个功率开关器件改由两个容量相等的电容CA1和CA2代替。在实际应用中为了提高电容的容量以及耐压程度，CA1和CA2往往采用的是由多个等值电容并联组成的电容组。C A1、CA2 的容量选值应在电源体积和重量允许的条件下尽可能的大，以减小输出电压的纹波系数和低频振荡。CA1 和CA2 在这里同时起到了静态时分压的作用，使Ua =Uin／2。在本电源的设计中，采用IGBT来作为功率开关器件。它既具有MOSFET的通断速度快、输入阻抗高、驱动电路简单及驱动功率小等优点，又具有GTR的容量大和阻断电压高的优点。 在IGBT的集射极间并接RC吸收网络，降低开关应力，减小IGBT关断产生的尖峰电压；并联二极管DQ实现续流的作用。二次整流采用全波整流电路，通过后续的LC滤波电路，消除高频纹波，减小输出直流电压的低频振荡。LC滤波电路中的电容由多个高耐压、大容量的电容并联组成，以提高电源的可靠性，使输出直流电压更加平稳。 2.2 控制电路 控制电路部分实际上是一个实时检测和控制系统，包括对开关电源输出端电压、电流和IGBT温度的检测，对收集信息的分析和运算处理，对电源工作参数的设置和显示等。其控制过程主要是通过采集开关电源的相关参数，送入DSP芯片进行预定的分析和计算，得出相应的控制数据，通过改变输出PWM波的占空比，送到逆变桥开关器件的控制端，从而控制输出电压和电流。
图4 IGBT驱动电路原理图 由于TMS320LF2407A的驱动功率较小，不能胜任驱动开关管稳定工作的要求，因此需要加上驱动放大电路，以增大驱动电流功率，提高电源系统的可靠性。如图4所示，采用两片TCA422组成驱动放大电路。TC4421／4422是Microchip公司生产的9A高速MOsFET／IGBT驱动器，其中TC4421是反向输出，TC4422是同向输出，输出级均为图腾柱结构。 TC4421／4422具有以下特点： ①输出峰值电流大：9 A； 因此，整个控制电路需要提供15 V、5 V和3.3 V三种制式的电压。设计中选用深圳安时捷公司的HAw 5-220524 AC／DC模块将220 V、50 Hz的交流电转换成24 V直流电，然后采用三端稳压器7815和7805获得15 V和5 V的电压。TMS320LF2407A所需的3.3 V由5 V通过TPS7333QD电压芯片得到。 （4）采样电路 电压采样电路由三端稳压器TL431和光电耦合器PC817之问的配合来构成。电路设计如图5所示，TL431与PC817一次侧的LED串联，TL431阴极流过的电流就是LED的电流。输出电压Ud经分压网络后到参考电压UR与TL431中的2.5 V基准电压Uref进行比较，在阴极上形成误差电压，使LED的工作电流 If发生变化，再通过光耦将变化的电流信号转换为电压信号送人LF2407A的ADCIN00引脚。
图5 电压采样电路原理图 由于TMS320LF2407A的工作电压为3.3 V，因此输入DSP的模拟信号也不能超过3.3 V。为防止输入信号电压过高造成A／D输入通道的硬件损坏，我们对每一路A／D通道设计了保护电路，如图5所示，Cu2，CU3 起滤波作用，可以将系统不需要的高频和低频噪声滤除掉，提高系统信号处理的精度和稳定性。另外，采用稳压管限制输入电压幅值，同时输入电压通过二极管与3.3 V电源相连，以吸收瞬间的电压尖峰。 当电压超过3.3 V时，二极管导通，电压尖峰的能量被与电源并联的众多滤波电容和去耦电容吸收。并联电阻Ru4的目的是给TL431提供偏置电流，保证TL431至少有1 mA的电流流过。Cu1 和RU3作为反馈网络的补偿元件，用以优化系统的频率特性。 电流采样的原理与电压采样类似，只是在电路中要通过电流传感器将电流信号转换为电压信号，然后再进行采集。 （5）保护电路 为保证系统中功率转换电路及逆变电路能安全可靠工作，TMs320LF2407A提供了  输入信号，利用它可以方便的实现逆变系统的各种保护功能，具体实现框图如图6所示：
各种故障信号经或门CD4075B综合后，经光电隔离、反相及电平转换后输入到
图7 软件模块流程图 3.1 初始化模块系统初始化子程序是系统上电后首先执行的一段代码，其功能是保证主程序能够按照预定的方式正确执行。系统的初始化包括所有DSP的基本输入输出单元的初始设置、LCD初始化和外扩单元的检测等。 3.2 ADC采样模块 TMS320LF2407A芯片内部集成了10位精度的带内置采样／保持的模数转换模块（ADC）。根据系统的技术要求，10位ADC的精度可以满足电压的分辨率、电流的分辨率的控制要求，因此本设计直接利用DSP芯片内部集成的ADC就可满足控制精度。另外，该10位ADC是高速ADC，最小转换时间可达到500 ns，也满足控制对采样周期要求。 ADC采样模块首先对ADC进行初始化，确定ADC通道的级联方式，采样时间窗口预定标，转换时钟预定标等。然后启动ADC采样，定义三个数组依次存放电压、电流和温度的采样结果，对每一个信号采样8次，经过移位还原后存储到相应的数组中，共得到3组数据。如果预定的ADC中断发生，则转人中断服务程序，对采样的数据进行分析、处理和传输。以电压采样为例，其具体的流程图如图8所示。
图8 电压采样程序流程图 3.3 PID运算模块本系统借助DSP强大的运算功能，通过编程实现了软件PID调节。由于本系统软件中采用的是增量式PID算法，因此需要得到控制量的增量△un ，式（3）为增量式PID算法的离散化形式： 开关电源在进入稳态后，偏差是很小的。如果偏差e在一个很小的范围内波动，控制器对这样微小的偏差计算后，将会输出一个微小的控制量，使输出的控制值在一个很小的范围内，不断改变自己的方向，频繁动作，发生振荡，这既影响输出控制器，也对负载不利。 ADC采样模块首先对ADC进行初始化，确定ADC通道的级联方式，采样时间窗口预定标，转换时钟预定标等。然后启动ADC采样，定义三个数组依次存放电压、电流和温度的采样结果，对每一个信号采样8次，经过移位还原后存储到相应的数组中，共得到3组数据。如果预定的ADC中断发生，则转人中断服务程序，对采样的数据进行分析、处理和传输。以电压采样为例，其具体的流程图如图8所示。
图8 电压采样程序流程图 3.3 PID运算模块本系统借助DSP强大的运算功能，通过编程实现了软件PID调节。由于本系统软件中采用的是增量式PID算法，因此需要得到控制量的增量△un ，式（3）为增量式PID算法的离散化形式： 开关电源在进入稳态后，偏差是很小的。如果偏差e在一个很小的范围内波动，控制器对这样微小的偏差计算后，将会输出一个微小的控制量，使输出的控制值在一个很小的范围内，不断改变自己的方向，频繁动作，发生振荡，这既影响输出控制器，也对负载不利。 为了避免控制动作过于频繁，消除由于频繁动作所引起的系统振荡，在PID算法的设计中设定了一个输出允许带eo。当采集到的偏差|en|≤eo时，不改变控制量，使充电过程能够稳定地进行；只有当|en| >eo 时才对输出控制量进行调节。PID控制模块的程序流程如图9所示：
图9 PID运算程序流程图 3.4 PWM 生成模块TMS320LF2407A内部包括两个事件管理器模块EVA和EVB，每个事件管理器模块包括通用定时器GP、比较单元、捕获单元以及正交编码脉冲电路。通过TMS320LF2407A事件管理模块中的比较单元可以产生带死区的PWM波，与PWM 波产生相关的寄存器有：比较寄存器CMPRx、定时器周期寄存器Tx—PR、定时器控制寄存器TxCON、定时器增／减计数器TxCNT、比较控制寄存器COMCONA／B、死区控制寄存器DBTCONA／B。 PWM波的生成需对TMS320LF2407A的事件管理模块中的寄存器进行配置。由于选用的是PWM1／2，因此配置事件管理寄存器组A，根据需要生成带死区PWM波的设置步骤为： （1）设置并装载比较方式寄存器ACTRA，即设置PWM波的输出方式； （2）设置T1CON寄存器，设定定时器1工作模式，使能比较操作； （3）设置并装载定时器1周期寄存器T1PR，即规定PWM 波形的周期； （4）定义CMPR1寄存器，它决定了输出PWM 波的占空比，CMPR1中的值是通过计算采样值而得到的； （5）设置比较控制寄存器COMCONA，使能PD—PINTA 中断； （6）设置并装载死区寄存器DBTCONA，即设置死区时间。
图10所示为带死区PWM波的生成原理 3.5 键盘扫描及LCD显示模块
图11 样机额定负载时的输出波形 5 结论本文介绍的基于DSP的大功率高频开关电源，充分发挥了DSP强大功能，可以对开关电源进行多方面控制，并且能够简化器件，降低成本，减少功耗，提高设备的可靠性。试验数据表明指标满足设计要求，本电源均能够保持良好的输出性能。 |
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