反馈环路设计、调式
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反馈环这东西好难搞,多实践吧.
我大概做过5~6个不同的电源的反馈环的调整工作,自信对自控也有一定的认识,我的经验是:尽信书则不如无书.建议你去unitrode.com找一些技术资料看看.那里有大体上的设计方法,如果你要在实际中兼顾快速性和稳定性的话,我发现只有线性稳压可以做到.有疑问可以交流一下.我的一般设计指标是: gain margin more than 10dB, phase margin more than 45度, dynamic load is that max and min should in regulation band (3%). 50% full load transient.
我大概做过5~6个不同的电源的反馈环的调整工作,自信对自控也有一定的认识,我的经验是:尽信书则不如无书.建议你去unitrode.com找一些技术资料看看.那里有大体上的设计方法,如果你要在实际中兼顾快速性和稳定性的话,我发现只有线性稳压可以做到.有疑问可以交流一下.我的一般设计指标是: gain margin more than 10dB, phase margin more than 45度, dynamic load is that max and min should in regulation band (3%). 50% full load transient.
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@gwwater
反馈环这东西好难搞,多实践吧.我大概做过5~6个不同的电源的反馈环的调整工作,自信对自控也有一定的认识,我的经验是:尽信书则不如无书.建议你去unitrode.com找一些技术资料看看.那里有大体上的设计方法,如果你要在实际中兼顾快速性和稳定性的话,我发现只有线性稳压可以做到.有疑问可以交流一下.我的一般设计指标是:gainmarginmorethan10dB,phasemarginmorethan45度,dynamicloadisthatmaxandminshouldinregulationband(3%).50%fullloadtransient.
资料
是否要拿自控的书看啊,帮我介绍一下好么?
是否要拿自控的书看啊,帮我介绍一下好么?
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@gwwater
反馈环这东西好难搞,多实践吧.我大概做过5~6个不同的电源的反馈环的调整工作,自信对自控也有一定的认识,我的经验是:尽信书则不如无书.建议你去unitrode.com找一些技术资料看看.那里有大体上的设计方法,如果你要在实际中兼顾快速性和稳定性的话,我发现只有线性稳压可以做到.有疑问可以交流一下.我的一般设计指标是:gainmarginmorethan10dB,phasemarginmorethan45度,dynamicloadisthatmaxandminshouldinregulationband(3%).50%fullloadtransient.
我对反馈环也挺迷惑,想知道,
我想问一下你所说的环路增益不超过10db,相位不超过45度你是计算的,还是测试的,如是计算的怎样算,如是测试的怎样测试,
前一段看一文章讲的是ASTEC3842的环路控制,到最后的几个贴图也不知是故意的还是咱们理解能力差,硬是越看越糊涂希望讲解一下,
我想问一下你所说的环路增益不超过10db,相位不超过45度你是计算的,还是测试的,如是计算的怎样算,如是测试的怎样测试,
前一段看一文章讲的是ASTEC3842的环路控制,到最后的几个贴图也不知是故意的还是咱们理解能力差,硬是越看越糊涂希望讲解一下,
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@yuhh
现在缺少把控制论与开关电源结合起来的……现在缺少把控制论与开关电源结合起来,理论和实践结合起来的book.控制论的书,如绪方胜彦的,算是权威的了,但太理论化;开关电源的著作,反馈环路分析,上点理论档次的有太少.wh!
原因.
从根本上说,开关电源是一个很强的非线性系统.
而我们传统的自控理论是建立在线性系统的基础上的.要用线性系统的理论研究非线性系统,中间使用了一种称为非线性线性化的方法.指在小信号的条件下,非线性系统可以用线性系统近似.你在书上看到的都称为小信号模型.但是通常我们的电源都工作在大信号的条件下,如负载突变50%.小信号模型无法准确描述系统的传函.要能较准确的描述,就必须使用非线性微分方程组,求解并非普通计算机可以做到的.
从根本上说,开关电源是一个很强的非线性系统.
而我们传统的自控理论是建立在线性系统的基础上的.要用线性系统的理论研究非线性系统,中间使用了一种称为非线性线性化的方法.指在小信号的条件下,非线性系统可以用线性系统近似.你在书上看到的都称为小信号模型.但是通常我们的电源都工作在大信号的条件下,如负载突变50%.小信号模型无法准确描述系统的传函.要能较准确的描述,就必须使用非线性微分方程组,求解并非普通计算机可以做到的.
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@gwwater
反馈环这东西好难搞,多实践吧.我大概做过5~6个不同的电源的反馈环的调整工作,自信对自控也有一定的认识,我的经验是:尽信书则不如无书.建议你去unitrode.com找一些技术资料看看.那里有大体上的设计方法,如果你要在实际中兼顾快速性和稳定性的话,我发现只有线性稳压可以做到.有疑问可以交流一下.我的一般设计指标是:gainmarginmorethan10dB,phasemarginmorethan45度,dynamicloadisthatmaxandminshouldinregulationband(3%).50%fullloadtransient.
谢谢不菜兄弟谢谢各位关注
谢谢不菜兄弟谢谢各位关注,
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@ruohan
我对反馈环也挺迷惑,想知道,我想问一下你所说的环路增益不超过10db,相位不超过45度你是计算的,还是测试的,如是计算的怎样算,如是测试的怎样测试,前一段看一文章讲的是ASTEC3842的环路控制,到最后的几个贴图也不知是故意的还是咱们理解能力差,硬是越看越糊涂希望讲解一下,
实测的
你的E文资料看太少了.GAIN MARGIN是模稳定裕度.
gain margin large than 10dB and phase margin large than 45\' are comment requirement of the customer such as DELL IBM Cisco Nortel......
测量要使用特定的gain-phase analyser or circuit analyser. HP有.
Astec3842上的几个图是抄自unitrode的power supply design handbook.没有错的.如果看不懂的话,回去看看自动控制原理补习.
你的E文资料看太少了.GAIN MARGIN是模稳定裕度.
gain margin large than 10dB and phase margin large than 45\' are comment requirement of the customer such as DELL IBM Cisco Nortel......
测量要使用特定的gain-phase analyser or circuit analyser. HP有.
Astec3842上的几个图是抄自unitrode的power supply design handbook.没有错的.如果看不懂的话,回去看看自动控制原理补习.
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不用拜师,按照我的方法去做很容易.
先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响.
太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响.
太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
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@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响. 太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
谢谢!谢谢ccm指教!
ccm说的这些是用钱买不到的,尤其是最后的检测方法和相应的经验数值,我要的就是最后的结果是不是在最佳值,我马上动手做一个开关式电子负载来检测和调试电源
ccm说的这些是用钱买不到的,尤其是最后的检测方法和相应的经验数值,我要的就是最后的结果是不是在最佳值,我马上动手做一个开关式电子负载来检测和调试电源
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@gwwater
实测的你的E文资料看太少了.GAINMARGIN是模稳定裕度.gainmarginlargethan10dB andphasemarginlargethan45\'arecommentrequirementofthecustomersuchasDELLIBMCiscoNortel......测量要使用特定的gain-phaseanalyserorcircuitanalyser.HP有.Astec3842上的几个图是抄自unitrode的powersupplydesignhandbook.没有错的.如果看不懂的话,回去看看自动控制原理补习.
請教不菜兄一個問題
有個問題想請教一下, 我用FORWARD電路做了一款電源, 調試OK, 可以正常工作,并已經量產.
問題是: 在一次做樣品時, 我不小心把震蕩電容器用錯了, 導致3843的震蕩頻率從60K變成150K, 結果是開机回路電流很大, 炸掉開關管, 但是我想不通其爆炸的机理,請不菜兄指教一二.
有個問題想請教一下, 我用FORWARD電路做了一款電源, 調試OK, 可以正常工作,并已經量產.
問題是: 在一次做樣品時, 我不小心把震蕩電容器用錯了, 導致3843的震蕩頻率從60K變成150K, 結果是開机回路電流很大, 炸掉開關管, 但是我想不通其爆炸的机理,請不菜兄指教一二.
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@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响. 太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
郭兄! 佩服!!
春明老兄不愧为此道高手!!深圳科汇盈丰分部确实藏龙卧虎!
我真的要拜您为师!好好学学自控及零极点!!
春明老兄不愧为此道高手!!深圳科汇盈丰分部确实藏龙卧虎!
我真的要拜您为师!好好学学自控及零极点!!
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@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响. 太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
说得极是
对于控制理论结合到电源中来,我与cmg兄经历一样的过程,花了一年左右的时间才有眉目.目前对buck-boost的电流模式进行建模,不知老兄有什么建议
用pspice或saber仿真环路稳定性时,的确比实际系统难以稳定,即使考虑了二极管的节电容,电容的ESR,也有小的振荡.
对于控制理论结合到电源中来,我与cmg兄经历一样的过程,花了一年左右的时间才有眉目.目前对buck-boost的电流模式进行建模,不知老兄有什么建议
用pspice或saber仿真环路稳定性时,的确比实际系统难以稳定,即使考虑了二极管的节电容,电容的ESR,也有小的振荡.
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@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响. 太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
高
这个环路实在是太重要了.但是我发现一般的工程师好象都是有点迷糊.cmg兄要不吝赐教啊!
这个环路实在是太重要了.但是我发现一般的工程师好象都是有点迷糊.cmg兄要不吝赐教啊!
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@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响. 太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
电源的另一难点
实际上开关电源的模型通常采用PWM开关法或SSM法,如果系统的主参数已经确定,那控制模型就有了.但是如何考察电源的输出阻抗和输入阻抗(如果不匹配可能引起电源振荡),同时如何优化输出LC,保证达到最佳效果.
另外,如果用户给定setting time和over shooting这些指标,如果设计调节器和电源中LC(这里是主要惯性器件).
在此提出,希望各位大侠指点.
实际上开关电源的模型通常采用PWM开关法或SSM法,如果系统的主参数已经确定,那控制模型就有了.但是如何考察电源的输出阻抗和输入阻抗(如果不匹配可能引起电源振荡),同时如何优化输出LC,保证达到最佳效果.
另外,如果用户给定setting time和over shooting这些指标,如果设计调节器和电源中LC(这里是主要惯性器件).
在此提出,希望各位大侠指点.
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@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响. 太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
简单地说,是不是这样:
不弄懂控制理论,最后以电子负载做动态加减载实验,可以完全充分的评定环路有没有问题;
弄懂了控制理论,不用做实验就大概知道环路有没有问题?
请指教!
不弄懂控制理论,最后以电子负载做动态加减载实验,可以完全充分的评定环路有没有问题;
弄懂了控制理论,不用做实验就大概知道环路有没有问题?
请指教!
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@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响. 太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
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cmg兄说的有一定道理,可以作为一个参考.在这里说的情况大概都是在满载的时候反映出来的相角裕度.如果你的实验室没有可以测量波特图的仪器,无论你用什么方法都无法做这方面的研究.
我在这里举个我实际测量的例子:
75V->5V和3.3V的DC-DC,3.3V用BUCK从5V上取.
Dynamic load of 5V rail and 3.3V rail can stay in regulation (+/-3%) at 50% load transient,
5V full load gain margin=15dB, phase margin =51\'
min load gain margin =20dB, phase margin =46\'
3.3V full load gain margin = 11dB phase margin =35\' min load phase margin = 23\'
所有在dynamic load 下的波形都只政党一个周期.由此看来,单纯看波形并不能解决问题.最重要的问题是,单纯得到一个好的稳定裕度并没有作用,一定要和动态响应联系起来.我的做法通常都是做完bode plot马上做dynamic load, 常常是bode plot 能过就是dynamic load不能过.反之亦然.尤其在低负载时的phase margin 非常难搞.有机会下次讨论.
cmg兄说的有一定道理,可以作为一个参考.在这里说的情况大概都是在满载的时候反映出来的相角裕度.如果你的实验室没有可以测量波特图的仪器,无论你用什么方法都无法做这方面的研究.
我在这里举个我实际测量的例子:
75V->5V和3.3V的DC-DC,3.3V用BUCK从5V上取.
Dynamic load of 5V rail and 3.3V rail can stay in regulation (+/-3%) at 50% load transient,
5V full load gain margin=15dB, phase margin =51\'
min load gain margin =20dB, phase margin =46\'
3.3V full load gain margin = 11dB phase margin =35\' min load phase margin = 23\'
所有在dynamic load 下的波形都只政党一个周期.由此看来,单纯看波形并不能解决问题.最重要的问题是,单纯得到一个好的稳定裕度并没有作用,一定要和动态响应联系起来.我的做法通常都是做完bode plot马上做dynamic load, 常常是bode plot 能过就是dynamic load不能过.反之亦然.尤其在低负载时的phase margin 非常难搞.有机会下次讨论.
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@gwwater
回复cmg兄说的有一定道理,可以作为一个参考.在这里说的情况大概都是在满载的时候反映出来的相角裕度.如果你的实验室没有可以测量波特图的仪器,无论你用什么方法都无法做这方面的研究.我在这里举个我实际测量的例子:75V->5V和3.3V的DC-DC,3.3V用BUCK从5V上取.Dynamicloadof5Vrailand3.3Vrailcanstayinregulation(+/-3%)at50%loadtransient,5Vfullloadgainmargin=15dB,phasemargin=51\'minloadgainmargin=20dB,phasemargin=46\'3.3Vfullloadgainmargin=11dBphasemargin=35\'minloadphasemargin=23\'所有在dynamicload下的波形都只政党一个周期.由此看来,单纯看波形并不能解决问题.最重要的问题是,单纯得到一个好的稳定裕度并没有作用,一定要和动态响应联系起来.我的做法通常都是做完bodeplot马上做dynamicload,常常是bodeplot能过就是dynamicload不能过.反之亦然.尤其在低负载时的phasemargin非常难搞.有机会下次讨论.
只有佩服的份!
我不得不仰视诸位兄弟!
我不得不仰视诸位兄弟!
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@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响. 太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
老大,能否把PWM和滤波的响应公式给大家呀.
极点落在左半平面— h(t) 逞衰减趋势
极点落在右半平面— h(t)逞增长趣势
极点落在虚轴上只有一阶极点— h(t) 等幅振荡,不能有重极点
极点落在原点— h(t)等于 u(t)
零点的分布只影响时域函数的幅度和相移,不影响振荡频率
极点落在左半平面— h(t) 逞衰减趋势
极点落在右半平面— h(t)逞增长趣势
极点落在虚轴上只有一阶极点— h(t) 等幅振荡,不能有重极点
极点落在原点— h(t)等于 u(t)
零点的分布只影响时域函数的幅度和相移,不影响振荡频率
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@gwwater
回复cmg兄说的有一定道理,可以作为一个参考.在这里说的情况大概都是在满载的时候反映出来的相角裕度.如果你的实验室没有可以测量波特图的仪器,无论你用什么方法都无法做这方面的研究.我在这里举个我实际测量的例子:75V->5V和3.3V的DC-DC,3.3V用BUCK从5V上取.Dynamicloadof5Vrailand3.3Vrailcanstayinregulation(+/-3%)at50%loadtransient,5Vfullloadgainmargin=15dB,phasemargin=51\'minloadgainmargin=20dB,phasemargin=46\'3.3Vfullloadgainmargin=11dBphasemargin=35\'minloadphasemargin=23\'所有在dynamicload下的波形都只政党一个周期.由此看来,单纯看波形并不能解决问题.最重要的问题是,单纯得到一个好的稳定裕度并没有作用,一定要和动态响应联系起来.我的做法通常都是做完bodeplot马上做dynamicload,常常是bodeplot能过就是dynamicload不能过.反之亦然.尤其在低负载时的phasemargin非常难搞.有机会下次讨论.
诸君一席话,胜读十年书.
诸君一席话,胜读十年书,实在佩服
诸君一席话,胜读十年书,实在佩服
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@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响. 太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
说的好,咱们要的就是怎样在实践中把电源调试好,
消除潜在的隐患,
交个朋友,干脆拜你为师怎样,
想问一下,你在一年的摸索中对你帮助启发最大的书和资料是那些?
能不能提供一些咱们也学习一下,谢谢,我在深圳,有机会教教咱们,
EMAIL:sanzi4404@sina.com.cn
消除潜在的隐患,
交个朋友,干脆拜你为师怎样,
想问一下,你在一年的摸索中对你帮助启发最大的书和资料是那些?
能不能提供一些咱们也学习一下,谢谢,我在深圳,有机会教教咱们,
EMAIL:sanzi4404@sina.com.cn
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@ruohan
说的好,咱们要的就是怎样在实践中把电源调试好,消除潜在的隐患,交个朋友,干脆拜你为师怎样,想问一下,你在一年的摸索中对你帮助启发最大的书和资料是那些?能不能提供一些咱们也学习一下,谢谢,我在深圳,有机会教教咱们,EMAIL:sanzi4404@sina.com.cn
去TI的网站
1.Understanding Boost Power Stages In Switchmode Power Supplies :http://focus.ti.com/docs/apps/catalog/resources/appnoteabstract.jhtml?abstractName=slva061
2.Understanding Buck-Boost Power Stages in Switchmode Power Supplies (Rev. A) : http://focus.ti.com/docs/apps/catalog/resources/appnoteabstract.jhtml?abstractName=slva059a
3.Understanding Buck Power Stages In Switchmode Power Supplies : http://focus.ti.com/docs/apps/catalog/resources/appnoteabstract.jhtml?abstractName=slva057
4.张,蔡 两位编的 开关电源的原理与设计 电子工业出版社 第十章 \"开关电源的小信号分析
5. Switching Power Supply Design -- by Abraham I. Pressman 十二章 feed-back loop stabilization
http://www.amazon.com/exec/obidos/tg/detail/-/0070522367/ref=pd_sim_books_2/102-2055769-7584168?v=glance&s=books
1.Understanding Boost Power Stages In Switchmode Power Supplies :http://focus.ti.com/docs/apps/catalog/resources/appnoteabstract.jhtml?abstractName=slva061
2.Understanding Buck-Boost Power Stages in Switchmode Power Supplies (Rev. A) : http://focus.ti.com/docs/apps/catalog/resources/appnoteabstract.jhtml?abstractName=slva059a
3.Understanding Buck Power Stages In Switchmode Power Supplies : http://focus.ti.com/docs/apps/catalog/resources/appnoteabstract.jhtml?abstractName=slva057
4.张,蔡 两位编的 开关电源的原理与设计 电子工业出版社 第十章 \"开关电源的小信号分析
5. Switching Power Supply Design -- by Abraham I. Pressman 十二章 feed-back loop stabilization
http://www.amazon.com/exec/obidos/tg/detail/-/0070522367/ref=pd_sim_books_2/102-2055769-7584168?v=glance&s=books
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@kikin
請教不菜兄一個問題有個問題想請教一下,我用FORWARD電路做了一款電源,調試OK,可以正常工作,并已經量產.問題是: 在一次做樣品時,我不小心把震蕩電容器用錯了,導致3843的震蕩頻率從60K變成150K,結果是開机回路電流很大,炸掉開關管,但是我想不通其爆炸的机理,請不菜兄指教一二.
我猜,我猜,我猜猜猜
1,这个问题与反馈环没有关系,用不同的开关频率可以用同样的反馈.
2,你的问题我觉得是由于震荡电容太小,使某个干扰在开关管关断的时候迭加在RT/CT脚上,使开关频率远远大雨150khz.增大了损耗.还有一个可能,如果你的雌复位用的是LCD,则即使工作在150khz,也会由于磁复位不完全导致变压器饱和造成.
1,这个问题与反馈环没有关系,用不同的开关频率可以用同样的反馈.
2,你的问题我觉得是由于震荡电容太小,使某个干扰在开关管关断的时候迭加在RT/CT脚上,使开关频率远远大雨150khz.增大了损耗.还有一个可能,如果你的雌复位用的是LCD,则即使工作在150khz,也会由于磁复位不完全导致变压器饱和造成.
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@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响. 太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
非常感谢,还有一点疑问
我在做模块,有一问题,模块输出后,常常并电容,多大控制不了,这样,常会在空载或极轻载时,发生震荡,(单反),(在某一特定电压和特定负载时),请问,该如何处理?
我在做模块,有一问题,模块输出后,常常并电容,多大控制不了,这样,常会在空载或极轻载时,发生震荡,(单反),(在某一特定电压和特定负载时),请问,该如何处理?
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@cmg
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说的太棒了
太有帮助了
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