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反馈环路设计、调式

反馈环路设计、调式
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gwwater
LV.6
2
2003-08-13 17:08
反馈环这东西好难搞,多实践吧.
我大概做过5~6个不同的电源的反馈环的调整工作,自信对自控也有一定的认识,我的经验是:尽信书则不如无书.建议你去unitrode.com找一些技术资料看看.那里有大体上的设计方法,如果你要在实际中兼顾快速性和稳定性的话,我发现只有线性稳压可以做到.有疑问可以交流一下.我的一般设计指标是: gain margin more than 10dB, phase margin more than 45度, dynamic load is that max and min should in regulation band (3%). 50% full load transient.
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2003-08-13 21:17
老大与21ic的谢学仲是...
什么关系?
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mgmmgm
LV.4
4
2003-08-14 09:16
@gwwater
反馈环这东西好难搞,多实践吧.我大概做过5~6个不同的电源的反馈环的调整工作,自信对自控也有一定的认识,我的经验是:尽信书则不如无书.建议你去unitrode.com找一些技术资料看看.那里有大体上的设计方法,如果你要在实际中兼顾快速性和稳定性的话,我发现只有线性稳压可以做到.有疑问可以交流一下.我的一般设计指标是:gainmarginmorethan10dB,phasemarginmorethan45度,dynamicloadisthatmaxandminshouldinregulationband(3%).50%fullloadtransient.
资料
是否要拿自控的书看啊,帮我介绍一下好么?
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yuhh
LV.5
5
2003-08-14 11:37
现在缺少把控制论与开关电源结合起来的……
现在缺少把控制论与开关电源结合起来,理论和实践结合起来的book.控制论的书,如绪方胜彦的,算是权威的了,但太理论化;开关电源的著作,反馈环路分析,上点理论档次的有太少.wh!
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ruohan
LV.9
6
2003-08-14 12:05
@gwwater
反馈环这东西好难搞,多实践吧.我大概做过5~6个不同的电源的反馈环的调整工作,自信对自控也有一定的认识,我的经验是:尽信书则不如无书.建议你去unitrode.com找一些技术资料看看.那里有大体上的设计方法,如果你要在实际中兼顾快速性和稳定性的话,我发现只有线性稳压可以做到.有疑问可以交流一下.我的一般设计指标是:gainmarginmorethan10dB,phasemarginmorethan45度,dynamicloadisthatmaxandminshouldinregulationband(3%).50%fullloadtransient.
我对反馈环也挺迷惑,想知道,
我想问一下你所说的环路增益不超过10db,相位不超过45度你是计算的,还是测试的,如是计算的怎样算,如是测试的怎样测试,
前一段看一文章讲的是ASTEC3842的环路控制,到最后的几个贴图也不知是故意的还是咱们理解能力差,硬是越看越糊涂希望讲解一下,
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gwwater
LV.6
7
2003-08-14 12:36
@yuhh
现在缺少把控制论与开关电源结合起来的……现在缺少把控制论与开关电源结合起来,理论和实践结合起来的book.控制论的书,如绪方胜彦的,算是权威的了,但太理论化;开关电源的著作,反馈环路分析,上点理论档次的有太少.wh!
原因.
从根本上说,开关电源是一个很强的非线性系统.
而我们传统的自控理论是建立在线性系统的基础上的.要用线性系统的理论研究非线性系统,中间使用了一种称为非线性线性化的方法.指在小信号的条件下,非线性系统可以用线性系统近似.你在书上看到的都称为小信号模型.但是通常我们的电源都工作在大信号的条件下,如负载突变50%.小信号模型无法准确描述系统的传函.要能较准确的描述,就必须使用非线性微分方程组,求解并非普通计算机可以做到的.
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董万华
LV.8
8
2003-08-14 13:40
我不太会算,另劈途径.
电源输出有大电容电感时(时间常数大),用快速测控解决稳压稳流,既逐个脉冲稳压或稳流.
  我做过,有可能 .
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xiyz
LV.5
9
2003-08-14 14:59
@gwwater
反馈环这东西好难搞,多实践吧.我大概做过5~6个不同的电源的反馈环的调整工作,自信对自控也有一定的认识,我的经验是:尽信书则不如无书.建议你去unitrode.com找一些技术资料看看.那里有大体上的设计方法,如果你要在实际中兼顾快速性和稳定性的话,我发现只有线性稳压可以做到.有疑问可以交流一下.我的一般设计指标是:gainmarginmorethan10dB,phasemarginmorethan45度,dynamicloadisthatmaxandminshouldinregulationband(3%).50%fullloadtransient.
谢谢不菜兄弟谢谢各位关注
谢谢不菜兄弟谢谢各位关注,
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xiyz
LV.5
10
2003-08-14 15:01
@我爱蓝天
老大与21ic的谢学仲是...什么关系?
回复我爱蓝天
同一人
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gwwater
LV.6
11
2003-08-14 17:07
@ruohan
我对反馈环也挺迷惑,想知道,我想问一下你所说的环路增益不超过10db,相位不超过45度你是计算的,还是测试的,如是计算的怎样算,如是测试的怎样测试,前一段看一文章讲的是ASTEC3842的环路控制,到最后的几个贴图也不知是故意的还是咱们理解能力差,硬是越看越糊涂希望讲解一下,
实测的
你的E文资料看太少了.GAIN MARGIN是模稳定裕度.
gain margin large than 10dB  and phase margin large than 45\' are comment requirement of the customer such as DELL IBM Cisco Nortel......
测量要使用特定的gain-phase analyser or circuit analyser. HP有.
Astec3842上的几个图是抄自unitrode的power supply design handbook.没有错的.如果看不懂的话,回去看看自动控制原理补习.
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cmg
LV.9
12
2003-08-14 18:05
不用拜师,按照我的方法去做很容易.
先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响.
  太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
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xiyz
LV.5
13
2003-08-14 19:45
@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响.  太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
谢谢!谢谢ccm指教!
ccm说的这些是用钱买不到的,尤其是最后的检测方法和相应的经验数值,我要的就是最后的结果是不是在最佳值,我马上动手做一个开关式电子负载来检测和调试电源
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kikin
LV.4
14
2003-08-14 20:46
@gwwater
实测的你的E文资料看太少了.GAINMARGIN是模稳定裕度.gainmarginlargethan10dB  andphasemarginlargethan45\'arecommentrequirementofthecustomersuchasDELLIBMCiscoNortel......测量要使用特定的gain-phaseanalyserorcircuitanalyser.HP有.Astec3842上的几个图是抄自unitrode的powersupplydesignhandbook.没有错的.如果看不懂的话,回去看看自动控制原理补习.
請教不菜兄一個問題
有個問題想請教一下, 我用FORWARD電路做了一款電源, 調試OK, 可以正常工作,并已經量產.
問題是:  在一次做樣品時, 我不小心把震蕩電容器用錯了, 導致3843的震蕩頻率從60K變成150K, 結果是開机回路電流很大, 炸掉開關管, 但是我想不通其爆炸的机理,請不菜兄指教一二.
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shuyun
LV.6
15
2003-08-14 21:31
@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响.  太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
郭兄!  佩服!!
春明老兄不愧为此道高手!!深圳科汇盈丰分部确实藏龙卧虎!
我真的要拜您为师!好好学学自控及零极点!!
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tinyhe
LV.6
16
2003-08-15 08:24
@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响.  太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
说得极是
对于控制理论结合到电源中来,我与cmg兄经历一样的过程,花了一年左右的时间才有眉目.目前对buck-boost的电流模式进行建模,不知老兄有什么建议
用pspice或saber仿真环路稳定性时,的确比实际系统难以稳定,即使考虑了二极管的节电容,电容的ESR,也有小的振荡.
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cmg
LV.9
17
2003-08-15 08:27
@shuyun
郭兄!  佩服!!春明老兄不愧为此道高手!!深圳科汇盈丰分部确实藏龙卧虎!我真的要拜您为师!好好学学自控及零极点!!
哥们
你怎么知道我的名字?
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shuyun
LV.6
18
2003-08-15 08:38
@cmg
哥们你怎么知道我的名字?
21IC中的活跃分子很少有我不认识的!
我曾做过几个专业网站有关论坛的版主!!
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qyqs
LV.4
19
2003-08-15 08:44
@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响.  太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.

这个环路实在是太重要了.但是我发现一般的工程师好象都是有点迷糊.cmg兄要不吝赐教啊!
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myandr
LV.1
20
2003-08-15 08:44
@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响.  太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
电源的另一难点
实际上开关电源的模型通常采用PWM开关法或SSM法,如果系统的主参数已经确定,那控制模型就有了.但是如何考察电源的输出阻抗和输入阻抗(如果不匹配可能引起电源振荡),同时如何优化输出LC,保证达到最佳效果.
   另外,如果用户给定setting time和over shooting这些指标,如果设计调节器和电源中LC(这里是主要惯性器件).
   在此提出,希望各位大侠指点.
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overall
LV.5
21
2003-08-15 09:17
@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响.  太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
简单地说,是不是这样:
不弄懂控制理论,最后以电子负载做动态加减载实验,可以完全充分的评定环路有没有问题;
弄懂了控制理论,不用做实验就大概知道环路有没有问题?

请指教!
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cmg
LV.9
22
2003-08-15 09:17
@tinyhe
说得极是对于控制理论结合到电源中来,我与cmg兄经历一样的过程,花了一年左右的时间才有眉目.目前对buck-boost的电流模式进行建模,不知老兄有什么建议用pspice或saber仿真环路稳定性时,的确比实际系统难以稳定,即使考虑了二极管的节电容,电容的ESR,也有小的振荡.
对不起,我不会建模.
我做仿真一般是就某一部分电路做,主要是看看其功能,整个电源一般不会用Pspice做仿真.
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gwwater
LV.6
23
2003-08-15 09:27
@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响.  太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
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cmg兄说的有一定道理,可以作为一个参考.在这里说的情况大概都是在满载的时候反映出来的相角裕度.如果你的实验室没有可以测量波特图的仪器,无论你用什么方法都无法做这方面的研究.
我在这里举个我实际测量的例子:
75V->5V和3.3V的DC-DC,3.3V用BUCK从5V上取.
Dynamic load of 5V rail and 3.3V rail can stay in regulation (+/-3%) at 50% load transient,
5V full load gain margin=15dB, phase margin =51\'
min load gain margin =20dB, phase margin =46\'
3.3V full load gain margin = 11dB phase margin =35\' min load phase margin = 23\'
所有在dynamic load 下的波形都只政党一个周期.由此看来,单纯看波形并不能解决问题.最重要的问题是,单纯得到一个好的稳定裕度并没有作用,一定要和动态响应联系起来.我的做法通常都是做完bode plot马上做dynamic load, 常常是bode plot 能过就是dynamic load不能过.反之亦然.尤其在低负载时的phase margin 非常难搞.有机会下次讨论.
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ridgewang
LV.8
24
2003-08-15 09:44
@gwwater
回复cmg兄说的有一定道理,可以作为一个参考.在这里说的情况大概都是在满载的时候反映出来的相角裕度.如果你的实验室没有可以测量波特图的仪器,无论你用什么方法都无法做这方面的研究.我在这里举个我实际测量的例子:75V->5V和3.3V的DC-DC,3.3V用BUCK从5V上取.Dynamicloadof5Vrailand3.3Vrailcanstayinregulation(+/-3%)at50%loadtransient,5Vfullloadgainmargin=15dB,phasemargin=51\'minloadgainmargin=20dB,phasemargin=46\'3.3Vfullloadgainmargin=11dBphasemargin=35\'minloadphasemargin=23\'所有在dynamicload下的波形都只政党一个周期.由此看来,单纯看波形并不能解决问题.最重要的问题是,单纯得到一个好的稳定裕度并没有作用,一定要和动态响应联系起来.我的做法通常都是做完bodeplot马上做dynamicload,常常是bodeplot能过就是dynamicload不能过.反之亦然.尤其在低负载时的phasemargin非常难搞.有机会下次讨论.
只有佩服的份!
我不得不仰视诸位兄弟!
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major
LV.4
25
2003-08-15 11:20
@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响.  太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
老大,能否把PWM和滤波的响应公式给大家呀.
极点落在左半平面— h(t) 逞衰减趋势
极点落在右半平面—  h(t)逞增长趣势
极点落在虚轴上只有一阶极点—  h(t) 等幅振荡,不能有重极点
极点落在原点—  h(t)等于 u(t)
零点的分布只影响时域函数的幅度和相移,不影响振荡频率
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yuhh
LV.5
26
2003-08-15 14:30
@gwwater
回复cmg兄说的有一定道理,可以作为一个参考.在这里说的情况大概都是在满载的时候反映出来的相角裕度.如果你的实验室没有可以测量波特图的仪器,无论你用什么方法都无法做这方面的研究.我在这里举个我实际测量的例子:75V->5V和3.3V的DC-DC,3.3V用BUCK从5V上取.Dynamicloadof5Vrailand3.3Vrailcanstayinregulation(+/-3%)at50%loadtransient,5Vfullloadgainmargin=15dB,phasemargin=51\'minloadgainmargin=20dB,phasemargin=46\'3.3Vfullloadgainmargin=11dBphasemargin=35\'minloadphasemargin=23\'所有在dynamicload下的波形都只政党一个周期.由此看来,单纯看波形并不能解决问题.最重要的问题是,单纯得到一个好的稳定裕度并没有作用,一定要和动态响应联系起来.我的做法通常都是做完bodeplot马上做dynamicload,常常是bodeplot能过就是dynamicload不能过.反之亦然.尤其在低负载时的phasemargin非常难搞.有机会下次讨论.
诸君一席话,胜读十年书.
诸君一席话,胜读十年书,实在佩服
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ruohan
LV.9
27
2003-08-16 10:30
@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响.  太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
说的好,咱们要的就是怎样在实践中把电源调试好,
消除潜在的隐患,
交个朋友,干脆拜你为师怎样,
想问一下,你在一年的摸索中对你帮助启发最大的书和资料是那些?
能不能提供一些咱们也学习一下,谢谢,我在深圳,有机会教教咱们,
EMAIL:sanzi4404@sina.com.cn
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tinyhe
LV.6
28
2003-08-16 11:43
@ruohan
说的好,咱们要的就是怎样在实践中把电源调试好,消除潜在的隐患,交个朋友,干脆拜你为师怎样,想问一下,你在一年的摸索中对你帮助启发最大的书和资料是那些?能不能提供一些咱们也学习一下,谢谢,我在深圳,有机会教教咱们,EMAIL:sanzi4404@sina.com.cn
去TI的网站
1.Understanding Boost Power Stages In Switchmode Power Supplies :http://focus.ti.com/docs/apps/catalog/resources/appnoteabstract.jhtml?abstractName=slva061

2.Understanding Buck-Boost Power Stages in Switchmode Power Supplies (Rev. A) : http://focus.ti.com/docs/apps/catalog/resources/appnoteabstract.jhtml?abstractName=slva059a

3.Understanding Buck Power Stages In Switchmode Power Supplies : http://focus.ti.com/docs/apps/catalog/resources/appnoteabstract.jhtml?abstractName=slva057

4.张,蔡 两位编的 开关电源的原理与设计 电子工业出版社 第十章 \"开关电源的小信号分析

5. Switching Power Supply Design -- by Abraham I. Pressman 十二章 feed-back loop stabilization
  http://www.amazon.com/exec/obidos/tg/detail/-/0070522367/ref=pd_sim_books_2/102-2055769-7584168?v=glance&s=books
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gwwater
LV.6
29
2003-08-17 23:40
@kikin
請教不菜兄一個問題有個問題想請教一下,我用FORWARD電路做了一款電源,調試OK,可以正常工作,并已經量產.問題是:  在一次做樣品時,我不小心把震蕩電容器用錯了,導致3843的震蕩頻率從60K變成150K,結果是開机回路電流很大,炸掉開關管,但是我想不通其爆炸的机理,請不菜兄指教一二.
我猜,我猜,我猜猜猜
1,这个问题与反馈环没有关系,用不同的开关频率可以用同样的反馈.
2,你的问题我觉得是由于震荡电容太小,使某个干扰在开关管关断的时候迭加在RT/CT脚上,使开关频率远远大雨150khz.增大了损耗.还有一个可能,如果你的雌复位用的是LCD,则即使工作在150khz,也会由于磁复位不完全导致变压器饱和造成.
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呆头鹅
LV.7
30
2003-08-18 13:55
@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响.  太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
非常感谢,还有一点疑问
我在做模块,有一问题,模块输出后,常常并电容,多大控制不了,这样,常会在空载或极轻载时,发生震荡,(单反),(在某一特定电压和特定负载时),请问,该如何处理?
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happjsh
LV.7
31
2003-08-18 15:40
@cmg
不用拜师,按照我的方法去做很容易.先去把自控原理(经典部分)看一遍,搞懂零,极点的概念,因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统,什么叫看懂,那到一个电源,一看反馈部分马上零,极点就可以写出来.而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式(电压或电流),其零,极点都有响应的公式写出.如果你要详细的数学计算,再去看自控的超前,滞后补偿部分,但这种计算来的一般不会太准,但可以作为一个调试的起点,最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以(专用仪器非常贵).一般的电源设电流变化率为1A/uS或5,10A/uS.50-100%负载变化,看电压变化,如果电压很缓慢的回到稳态值,说明相角裕度太大,如果震荡2个周期以上回到稳态值,相角裕度一般只有二,三十度,太小,如果一个周期左右,则相角裕度一般为50-60度,正好.当然如果电源本身就震荡,则震荡的频率就是你的环路的交越频率,既带宽,说明在此频率处相位移已经到了360度,解决的方法要么减小带宽:加大补偿的电容值,或加大反馈分压的电阻值,当你改变这些值不起作用时,要看环路的其他方面,既加零点,如TL431做反馈,当补偿电容加的很大还不行时,其实应该在其与光偶串联的支路加补偿(RC),这样增加了一个低频零点和一个高频极点,高频极点由于频率很高,不在环路带宽以内,对环路没有影响.  太多了,很难说完,我想说的是只要很明确的知道零,极点的概念,环路问题实际上很简单(当然,要正确的应用到电源里面来是花很多时间的,由于没有老师,我研究了近一年),也可以用相关软件来模拟,但并非易事,因为模型很难准确的建立,举个例子,如电压型控制的反击(CCM工作方式),如果TL431只加一个补偿电容,用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的,但实际中大部分电源是稳定的,怎么解释,原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统,由于绕组电阻,高频阻抗,二极管电阻,电容电阻,特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻,这样两个极点并不会重合(二阶系统),它变成了两个不同频率的一阶系统的串联,所以它的相位移变化并不剧烈,加上其他零点的影响,相位并不会到360度,这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻,如1欧姆,才会得出正确的结果.随便聊几句,希望对大家有帮助.
说的太棒了
太有帮助了
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