参赛类型:逆变/UPS电源类
大家可能看到我的题目可能觉得有些奇怪,大伙很难把单变自激和高效想到一起...做逆变器和鱼机的一定对DC-DC不陌生,DC-DC有自激它激啥啥啥一大堆方案可选,它激稍微复杂自激简单但是效率脑残,即便是现在的它激也很少有能做到效率超高(因为没有实现软开关).本人设计了一种即简单(所有元件均很容易找到)又高效功率适中而且带电压控制功能的DC-DC,下面来呈现给大家
电路的灵感来自这个:
和下面这个看着很像,但是本质很不一样:
别混了
这是一个老外设计的单变自激推挽电路,用来推动电视机高压包来实现拉弧.这个电路简洁高效,我测试过可以达到91%!(因为实现了ZVS零电压开关).下面是我翻译的老外的讲解(原文来自:http://teravolt.org/zvs-driver/),让大家简单认识一下这个神奇的电路：
当电源电压作用于V+,电流开始同时通过两侧的初级并施加到MOS的漏极（D）上.电压会同时出现在MOS的门极（G）上并开始将MOS开启.因为没有任何两个元件是完全一样的,一个MOS比另一个开的快一些,更多的电流将流过这个MOS.通过导通侧初级绕组的电流将另一侧MOS的门极电压拉低并开始关断它.图中电容和初级的电感发生LC谐振并使电压按正弦规律变化.如果没有这个电容,通过MOS的电流会一直增大,直到变压器饱和+MOS发生核爆炸......
假设Q1首先开启.当Z点电压跟着LC谐振的半个周期上升到峰值再回掉时,Y点电压会接近0.随着Z点电压下降到0,Q1的门极（G）电压消失,Q1关闭.同时Q2开启,此时Y点电压开始上升.Q2的导通把Z点电压拉低到接近地,这可以确保Q1完全关断.Q2完成LC振荡的半周后会重复同样的过程,此振荡器继续循环工作.为了防止本电路从电源拉取巨大的峰值电流而损坏,增加了L1在变压器抽头处和V+之间作为缓冲.LC阻抗限制着实际的电流（L1只是减少峰值电流,因为电感有续流作用吧）.
如果你眼够尖,会发现此振荡器是一个零电压开关电路（zero-voltage switching ZVS）,这意味着MOS将在其两端电压为零时关断.这对MOS有好处,因为它允许MOS在承受应力比较低的时候进行开关动作,这意味着不再需要像硬开关变换器那样的巨大散热器,甚至当功率大到1KW时都可以这样!ZVS的振荡频率将由变压器初级的电感和跨接在初级两端的电容决定.可以用下列公式计算：
f = 1/2 * π * √(L * C)
f 频率,单位Hz
L 初级的电感,单位H（注意不是uH！1H=1000000uH！）
C 谐振电容的容量,单位F（注意不是uF!1F=1000000uF)
真实的MOS比较脆弱,如果门极（G）和源极（S）之间的电压超过正负30V,MOS会损坏.为了防止这种事情发生,我们需要门极（G）的保护措施；只是简单地增加几个额外的元件.如下图.
• 470欧电阻用来限制MOS门极（G）的电流,防止损坏.
• 10K电阻用于确保MOS可靠关断.
• 稳压二极管将MOS的门极（G）的电压限制在你选用的稳压二极管（12V、15V、18V）的击穿电压之内.
• 当一侧MOS导通时,UF4007将另一侧MOS的门极（G）电压拉低
值得注意的是,我们改用+V为MOS供电,使它们开启,并使用LC谐振部分通过快恢复二极管关断它们.这提高了整体电路的性能.因为LC震荡时的电压比输入电压高,所以你需要确认你的MOS可以承受这个电压.一个比较好的选择MOS方式,MOS的耐压要为4倍输入电压以上,IRFP250和更好的IRFP260很适合ZVS（我用IRF540也很好,但是输入不要超过20V,IRFZ48、IRF1404等管耐压过低不宜使用）.你需要为MOS添加散热器,但是不用特大.记住在安装散热器时一定要加绝缘垫（TO247的IRFP250和IRFP260要加绝缘垫,TO220的IRF540除了绝缘垫还要加绝缘帽！）,因为MOS的散热器不是和引脚不是电学绝缘的（散热片和漏极是通的,我想但凡搞电子的都知道吧、）.那个谐振电容一定要用好的,MKP电容,云母电容,Mylar电容（这个不认识）是很好的选择（电磁炉电容最佳~~）,千万不要用电解电容,会核爆炸的.两个初级绕组必须要同方向绕制,否则不工作.如果变压器没气息,同样不会工作.
相信大家看过之后对这个神奇的电路有所了解了,大家可以做一个这个电路验证下,发热很小的.理论上这个电路中只有MOS那微小的导通电阻会发热,实际上由于本图的MOS驱动上拉非常简单(直接使用470欧电阻),导致MOS开通的上升沿略长,对于IRFP2907等结电容大的管子尤其明显,因此管子也可能因此发热.......
这个电路看着完美了,但是它可是有一个致命的弱点,那就是空载输出电压虚高,设计输出400V的变压器可能空载输出1KV多,可以击穿近1mm空气拉弧,弧可以拉到4mm,如果直接用来给后极电容充电的话,空载的后果大家可以想想,因此,重点来了,必须要对它的输出加以控制!
首先说明一个控制该电路的很简单的方式,那就是
断开图中红叉的位置,接上开关或者晶体管实现对电路工作状态的控制!这样一来,思路就简单多了.参考3525准闭环前级的电路,我使用TL431+PC817反馈:
这电路的功能是当DC的电压大于设定值时光藕里的发光二极管导通已反馈给前级一个信号通知前级关断,等到后级电容电压下降后再开启前级.但是图中的Feedback不能直接用于控制自激电路的工作状态,因为如果直接控制的话当DC在阀值附近来回变动时会导致功率升压部分频繁开关,这样功率电路的ZVS状态无法建立,管子会发热.因此需要限制最低关闭时间,我加入了一个典型的NE555单稳态电路:
当反馈信号来临时,第二角电压被拉低,单稳态电路被触发,3脚输出高电平使Q2截至,升压电路暂停工作,由于单稳态电路至少输出0.1S的高电平,这样可以避免功率部分频繁开关(实验证明如果把控制信号的开关频率升高到200Hz会观察到明显发热)
还有一个问题,该功率电率在工作的时候会在电源上兴风作浪,即产生尖峰,这对NE555是秒杀性质的,因此我加入了电子滤波:
Q1构成电压追随器,当尖峰来临时由于C1两端电压不能突变,因此尖峰被滤除.这样我们就得到了完整的电路图:
该图经过修改已经成型,主要变化是后级的TL431和PC817改用辅助绕组供电,之前的问题是两电容电压差别太大,因为那个30K电阻所致,目前改前级空载可稳定在740V.先前的电路图还是留着的,给大家看:
这个电路部分被仿真过,无误,Multisim11仿真文件:
TL431+PC817
电路近期正在被制作,请大家持续关注!
