全差分放大器在高速信号处理中使用很广，本篇将介绍全差分放大器与通用放大器的区别，以及通过LTspice仿真全差分放大器工作方式，重点讨论全差分放大器电路的输入端配置设计，并推荐一款软件解决设计痛点，高效实现全差分放大器输入端配置与噪声评估。
1 全差分放大器特点与仿真
如图3.31（a），通用放大器具有一组差分输入端（正输入、负输入），一个以系统地为参考的输出端，以及两个电源输入端，连接到供电系统，电源端通常在电路符号中隐藏。
如图3.31（b），全差分放大器不同点在于增加第二个输出端，形成差分输出的操作方式。增加输出共模电压参考端，方便配置输出信号的偏置电压范围。
图3.31 通用放大器与全差分放大器符号
全差分放大工作电路如图3.32，每个输出端使用一个反馈电阻Rf，构建2组反馈回路。每个输入端使用一个Rg作为差分输入电阻，在电路工作过程中与通用放大电路相比，具有以下特点：
图3.32 全差分放大器工作电路
（1）全差分放大电路增益为Rf与Rg的比值。
（2）全差分放大器的输入端电压(Vin+,Vin-)相互跟随。
（3）全差分放大器的输出范围扩展一倍。
（4）全差分放大器两个输出端(Vout+,Vout-)的交流信号频率相同，幅值相等，相位相差180°,所以输出信号的偶次谐波可以抵消，降低输出信号失真。
（5）全差分放大器两个输出端直流信号的平均值近似等于Vocm，但不是绝对相等。二者之间存在的差值定义为输出共模失调电压Vos,CM。如图3.33，在25℃环境中，供电电压为10V时，ADA4945的输出共模失调电压典型值为±5mV,最大值为±60mV。
（6）为评估全差分放大器的输出差分信号的幅度匹配，相位偏离180°的程度。引入平衡的概念，等于输出共模电压值除以输出差模电压值，如式3-13。
输出平衡=|| （式3-13）
图3.33 ADA4945的Vocm特性
如图3.34，为ADA4945全差分放大器的信号调理电路，工作电源为±5V,输出共模电压设置为2.5V，两组输入信号的共模电压为1V，差模信号幅值为±50mV，电阻误差为1%。
图3.34 ADA4945工作电路
仿真结果如图3.35，信号源V(in+),V(in-)分别提供具有1V直流偏置，峰峰值为100mV 相位相差180°，频率为20KHz的正弦波。ADA4945输出信号V（vop）,V(von)分别是以接近输出共模电压Vocm为共模信号，峰峰值为100mV，相位相差180°，频率为20KHz的正弦波。输出信号V（vop）,V(von)的共模信号与所配置的输出共模电压Vocm之间存在输出共模失调电压为46.67mV。ADA4945的两个输入引脚电压紧密跟随电压V(vip)、V(vin)之差为0V。ADA4945输出的差模信号是峰峰值为200mV，频率为20KHz的正弦波。
图3.35 ADA4945工作仿真结果
2 全差分放大电路输入端配置
全差分放大电路设计中，输入接口的匹配需要谨慎分析，尤其单端信号输入情况的分析步骤十分复杂。主要体现在单端输入信号的内阻，和匹配的特征电阻对电路闭环增益的影响，计算过程需要多次迭代。
（1）差分信号输入结构
如图3.36（a）差分输入结构，在传输信号较长的电路中，需要使用一个匹配电阻Rt并联在输入端，达到电路预期的特征阻抗RL_dm。如图3.36(b)，匹配电阻的阻值，如式3-14。
（式3-14）
其中，Rin_dm为电路差模输入阻抗，由于全差分放大器的两个输入端近似短路输入阻抗为2倍Rg。RL_dm为输入端预期的差模特征电阻。
当Rf与Rg为500Ω，输入端期望差模阻抗为100Ω时，代入式3-14计算匹配电阻Rt为111Ω。
图3.36差分输入结构的匹配电路
（2）单端信号输入结构
如图3.37（a）为单端信号输入的全差分电路，电阻Rg、Rf均为500Ω，电路预期增益为1倍。使用峰峰值为1V的单端信号Vin连接到端口，输入阻抗Rin为Rg、Rf、Rf并联阻抗与Rg之和，即：
如图3.37（b），信号源Vin的内阻Rs为50Ω时，需要的匹配电阻Rt的阻值为：
图3.37 单端输入信号的全差分电路
如图3.37（b），信号源Vin会在内阻Rs与匹配电阻Rt产生分压Vi，使用戴维南定律将输入信号源Vin等效为具有内阻为Rts的信号源Vi，如图3.37（c）。其中Rts值为Rs与Rt的并联值。示例中Rts为25.96Ω,Vi为519.23mV。
再将等效信号源Vi代入图3.37（b）。为保证差分输入端阻抗相等，在同相输入端增加电阻Rth，阻值与Rts相同，得到电路3.38（a），此时该电路的输出差模电压为：
计算结果与1V的期望输出电压Vout_ideal存在差异，需要对Rf进行调整改变增益，即修正Rf值为：
使用Rf1值替换Rf值,并恢复为戴维南等效前的电路，得到最终电路架构，如图3.38（b）。由于Rf值从500Ω修正为1.012KΩ，所以电路输入电阻Rin发生变换，重新迭代上述计算过程，Rin修正值Rin1为705.6Ω，Rt修正值Rt1为53.56Ω，Rts、Rth修正值Rts1、Rth1为25.86Ω，所产生新电压源Vi1为517.188mV,使用修正后参数电路的输出电压Vout1为：
图3.38 单端输入匹配等效电路
计算结果0.99531V接近预期输出电压1V。在单端信号输入的全差分放大电路中，预期增益为1倍、2倍时，迭代一次获得的参数能够接近预期结果。而高增益电路设计的计算量十分巨大，所以推荐一款ADI全差分放大器参数配置软件“ADI DiffAmpCalc™”，连接如下：
https://www.analog.com/cn/design-center/interactive-design-tools/adi-diffampcalc.html
如图3.39，安装工具之后，通过“▼”选择所需型号ADA4945，在“Resister Tolerance” 项选择电阻精度为E96，在“Topology”项选择输入方式为“Terminate”,然后配置电路增益为1，设置电阻Rg为499Ω，输入信号峰峰值为1V,信号源阻抗为50Ω,工具将自动计算Rtp为53.6Ω,反相输入匹配源电阻值为25.8Ω，与上述理论计算值接近。
如图3.39ADI DiffAmpCalc™工具配置ADA4945参数
3 全差分放大电路噪声评估
全差分放大电路的噪声分析相比增益配置更为复杂。如图3.40为ADA4945-1的差分电路噪声模型，包括折算到输入端的电压噪声VnIN，电流噪声inIN−和inIN+（假定相等），通过增益电阻和反馈电阻的并联组合产生噪声电压。VnCM是VOCM引脚的噪声电压密度。每个电阻产生的噪声。
图3.40 ADA4945电路噪声模型
全差分放大器的输入端所用噪声种类，折算到输出端噪声的关系，如图3.41。
其中，噪声增益Gn为式3-15。
（式3-15）
反馈因子β1为式3-16，β2为式3-17。
（式3-16）
（式3-17）
当RF1与RF2，RG1 与RG2完全匹配，β1与β2相同，设为β，代入式3-15整理得到式3-18。
(式3-18)
此时VOCM输出噪声变为零。总输出噪声VnOD是各输出噪声项的均方根之和,如式3-19。
（式3-19）
图3.41ADA4945电路噪声电压密度
然而，全差分放大电路的噪声分析并非独立参数计算，它会涉及增益的调整，增益电阻、反馈电阻的调整，这些调整还会影响电路功耗，计算过程需要大量迭代，由此产生的计算工作量是惊人的。如图3.42所示配置相比图3.37的配置，噪声RMS值下降34.9uV,但功耗却增加27mW。
图3.42 ADA4945电路配置Rg为200增益为1的噪声计算结果
综上，在全差分放大器的设计与评估中，建议大家有辅助工具的优先使用辅助工具进行评估。笔者在这里曾走过弯路，2011年从事研发时，在一个高速采集板卡中使用ADA4932设计三级放大电路，包括单端转差分增益5倍，全差分增益2倍，全差分增益1倍。尤其是单端转差分5倍增益的电路输入端配置设计，通过几天计算出多组数据准备评估，洋洋得意的坐在试验台前准备验证的时候，突然察觉在迭代过程中忽略选取标准电阻的阻值，这些计算的结果只能通过电阻拼接实现，一股热血瞬间涌向天门穴，内心千万头神兽奔腾而过，深切领悟人和动物的本质区别是要制造和使用工具啊！所以，再次建议使用ADI DiffAmpCalc™工具。