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大家好，我是电源漫谈，光伏逆变器中使用典型的反激变换器作为DC/DC部分的拓扑，本文简要分析反激变换器在光伏微逆中的应用。
一．反激变换器的应用概要分析
反激变换器一般用于较小功率的降压应用，典型来说低于几百瓦左右，它具有较低的输出电流。在光伏微逆变器应用中，反激变换器作为单极拓扑，它可以把20V-45VDC的PV电池电压，升压到一个对应AC整流后的输出电压，同时通过变压器将PV电池和电网隔离开。正激变换器同样可以升压PV电池电压，并提供隔离，但是其元件数目会多一些。
基于电路简单的优势，选择反激变换器作为微逆变器的主拓扑，但是不可忽略其相应的担心，就是漏感能量的处理。具体来说，当反激MOSFET关断时，有较大的能量留在磁芯中，它不能传递到副边，这个能量导致一个大的电压峰值，加在反激主MOSFET漏极上。传统的电阻，电容，二极管吸收电路（RCD吸收电路)可以加在变压器的原边抑制MOSFET尖峰电压，但是其具有副作用就是，将这个能量只能耗散为热损失。
光伏微逆变器引入了一个有源箝位电路，它本质上是无损吸收电路，漏感尖峰被箝位电容箝位，这些残存能量存储在箝位电容中，这个能量之后就会被电路传递到副边，重新利用这部分能量供给负载。如果正确的设计，有源箝位电路也可以对反激MOSFET提供ZVS开关，减小开关损耗和提升效率。
图1 单相的有源箝位反激变换器简图
图1为有源箝位反激变换器的单相结构，其中漏电感显示为一个独立元件显示出来，但是实际上它可以认为是集成到主变压器中的,Q1为反激主控MOSFET.如果箝位MOSFET Q2跨过变压器绕组的话，就必须使用高边驱动电路，这里，PMOS Q2的使用可以避免使用高边驱动电路。
图2 有源箝位反激驱动电路
对于驱动电路来说，如图2所示，一个关键问题是驱动PMOS的电路如何设计，为了驱动PMOS需要一个负电压，放在PMOS的门级和源极。门级驱动器MCP14E4的输出是一个具有一定占空比的方波，幅值为12V，其中门级驱动器的输入信号PWM1H和PWM1L是来自控制器的输出信号，一个小陶瓷电容0.1uF放置在PMOS驱动的串联回路上，用于去除直流偏置。
在占空比50%时，方波幅值将为6V到-6V之间，增加一个二极管D22，放在电容后，阳极接到电容，阴极接到地,二极管将箝位正电压到0.7V,则驱动信号幅值被箝位到负电压，图3显示出两个MOSFET的门级驱动波形.
图3 有源箝位反激的典型运行波形
二.有源箝位反激变换器的运行原理分析
光伏微逆变器参考设计用一个交错有源箝位反激变换器实施，交错拓扑可以均流输入输出电流，可以实现低的铜损和铁损，电流均流后输出二极管导通损耗可以减小，可以帮助提升总体效率。
这里还有两个另外的原因去实施交错设计，如减小输出电流纹波，帮助减小THD，因为输入电流纹波同时也减小了，所以可以改善输入bulk电容的寿命。
当设计反激变压器时，必须要确认的一件事情是它工作在CCM还是工作在DCM状态，交错反激变换器可以运行在CCM和DCM两种模式。例如，在轻载阶段，反激运行在DCM模式，在重载阶段，反激运行在CCM模式，在CCM模式，原边和副边的峰值电流将是2倍或者3倍低于DCM模式。
另外，其它角度来看，运行在CCM的好处包括：
1.使用较小的输出滤波电容，并且有低纹波额定值
2.减小输出二极管损耗
3.具有较小的瞬态输出电压尖峰
4.EMI性能更好
5.若使用SiC的二极管，反向恢复损耗可以降到最低
以下部分将典型波形分解为6个不同时间段，讨论系统运行的细节。
T0，在阶段t0，反激主MOSFET Q1导通，箝位PMOSFET关断，因为变压器的电压为负，所以输出二极管D1反向偏置，在这个阶段输出电容传递需要的能量到负载，电感纹波电流表达如下图4，为电感特性基本公式。
图4 反激电感纹波电流计算
T1,阶段t1定义为当主MOSFET Q1关断，到箝位PMOSFET Q2开始导通之间的时间.这段时间定义为死区，这个间隔可以分为两部分,第一部分为MOSFET Q1关断一直到开始箝位MOSFET Q1的Vds电压（临界点）。
当MOSFET Q1关断，从漏感流过电路的电流还是原来的方向，它用来充电MOSFET Q1的输出电容Coss，漏感电流将充电Coss到PV模块输入电压再加上反射输出电压部分(Vpv+Vo/N)，在这个阶段，输出二极管开始正向偏置，因为在变压器副边的电压变正了，存储在磁芯中的能量开始传递到副边以此充电系统输出电容和供给负载能量。
第二个阶段在主MOSFET Coss充电之后发生，并且一直到PMOSFET Q2开通之前.在Coss充电之后，漏感中余下的能量将开始流向箝位电容，此时随着主MOSFET的Vds电压增加，会正向偏置PMOSFET的体二极管，箝位电容开始存储来自漏感的剩余能量。总结一下就是漏感能量先充电主MOSFET的Coss，再将剩余能量充电到箝位电容中。
T2,在t2这个阶段，PMOSFET是ZVS切换, 因为体二极管在t1阶段已经正向偏置，输出二极管正向偏置，一直提供能量到输出电容和负载，漏感和箝位电容开始谐振，能量从电感传输到箝位电容，图5公式决定了箝位网络的谐振频率。
图5 箝位网络谐振频率计算
这个t2阶段结束于当漏感能量结束时刻。
T3,在阶段t3，PMOSFET必须要开通，这样谐振腔电流可以连续谐振，但是存储在箝位电容中的能量开始传输回漏感，在这个阶段，输出二极管依然正向偏置，存储在电容中的能量最终会传输到副边，重新利用了漏感能量。
T4,在阶段t4，是另一个死区时间，存在于当箝位MOSFET Q2关断后，MOSFET Q2应该在靠近谐振周期峰值时关断，强制最大腔电流流过MOSFET Q1的体二极管，给drain to source电容Coss放电以便实现ZVS切换，在这个阶段，输出二极管保持正向偏置。
T5,在阶段t5，反激MOSFET Q1开始ZVS切换,此时输出二极管反向偏置，输出电容给负载供电。为了使Q1的ZVS发生，非常重要的是，当反激MOSFET关断时，t1阶段电感中的能量大于给Q1 的Coss充电的能量，使得Q1 MOSFET的体二极管可以正向偏置，存储在电感中的能量和需要给Coss充电的能量可以计算如下图6所示，漏感峰值电流Ipk可以计算如图7所示。
图6 LC谐振能量交换计算
图7 漏感峰值电流计算
总结，以上简要讨论了反激变换器拓扑应用于微逆变器中的一些典型特性，并讨论了反激有源箝位拓扑的基本工作原理。
参考文献：AN1444 Grid-Connected Solar Microinverter Reference Design