在本论坛开始的几个月我就注册了,但很少发表文章.今天想写点感想,希望能对那些刚进入开关电源行业和将来从事该行业的人提供一点参考.仅代表个人观点.
本人2000年本科毕业,工业自动化专业,工作2年,做电源控制的数据采集方面,然后上硕,2004年开始把方向转入开关电源方面,那时本人感觉这个方向很有前途,不过我的硕士论文做的是一个高压电源的监控网络.看的第一本开关电源的书是英文的,300面左右,有台湾翻译的中文版.看完之后就做了一个TOP电源,手脚并用绕了一个变压器,结果很失败!电路不能正常运行.后来用ti的芯片做了flyback多路输输出,有电压出来但和设计差距大,功耗高.那时对元件没有什么概念,对磁路更没有概念,flyback变压器只是靠书本参数,不知道为什么,不知道付边输出的二极管要用快恢复的.总之第一次做的这个电源是完全的失败.唯一的收获就是做好开关电源需要看很多本书,变压器方面一定要理解.电路设计是复杂的!不过这次的设计对我帮助很大,虽然失败但让我看到了开关电源的轮廓.
后来硕士毕业后调试了一个开关电源,5V/600A的,我用了20天时间重新设计了硬件控制电路和软件,电源的扰动降低了5倍以下.电流精度小于1%.后来有测试了一个1200V/100A的电源模块;后来就上博士了.我的工作和学习都是在一个单位,到目前来说,主要还是围绕硬件电路方面做东西.
到今年7月,我把目标转入开关电源的时间是2年零3个月左右.自我感觉能适应一般的电源公司的研发工作;因为这时我对磁路方面很熟悉了,同时对器件方面的性能也很了解,基本不用翻《电路》和《模电》看概念了,所以对开关电源的设计还有些信心.不过2005年毕业时却没有找到一家合适的电源公司.所以留单位了.现在一个月到手1500,年底没有奖金.不过几年后有一个博士本本;如果那时本本不值钱就亏了.
7月底,接一家小电源公司的项目:仿造一台1400W/30V的带PFC的电源,并且要求越快越好,电路原理图已经画好.当时感觉没有很大的困难,最关键的还是磁性元件.我还没有完整的干过一个电源系统的设计,仅是调试过2台.当时想如果我能把这台电源做好,那么就证明我还是能从事开关电源的研发的.如果不行,那我就留本单位了,反正是国有的,能养老.这家电源公司的老总也是唯一的技术主管,早年专科毕业,主营销售,技术是半路出家,人很勤奋,能看懂初级的英文资料.手下没有专门做技术的.他无法搞定这台电源;所以这台电源的技术方面我要全部负责.
我看uc3855和ucc2895分别用了两个星期,然后主回路看了1个星期.期间看了不少ti公司的资料.在8月份完成原电源的参数测量,9月完成仿造的测试,确定一些元件的性能参数,10月进行了全新仿造电源的测试,确定了易出故障的部分,及关键元件.写好了电源的原理分析和调试手册.其中PFC的原理我写了20面,基本是自己对该电源的理解,一些参数的推算.并且对该电源增加了一些控制功能.11月初,送了2台到美国测试,对方很满意.
在写电源原理的时候,我本以为我对flyback电路很熟悉了,后来才知道很多还没有完全理解,用了2天的时间重新看它的磁路和控制部分,最终理解了 反射电压 的原理.我对flyback的参数设计不是尊照书本的窗口函数设计的.我根据磁心储能和原边的电压来设计砸数;结果和原电源相差不大.看了相关的资料,我设计的DCDC变压器也和原变压器近似.不过磁性元件方面是完全仿造原电源的.不过磁性元件出的问题占全部故障的50%,一大半的调试时间耗在磁性元件上,特别是那个flyback变压器.测试中出现很多问题,很奇怪,最终都解决了.
中间有段时间没有调试,所以按全日制工作计算,我从看资料到电源送出去调试花了2个月时间.因为电源测试都是晚上去的,加周末.总的来说这次算是成功的.对自己的能力有了具体的认识,让我熟悉了小电源公司的电源设计研发流程.同时也获得了11000的报酬.
以上的描述我想告诉初入开关电源者:开关电源不是很复杂,安心的看几年的基础资料:谐波、电路、模电、电机学、控制等方面,最好能看本电磁学,但不能看大陆产的,我看的这些书加起来有1尺以上,控制我就看了好几本,有本是美国的1本台湾的,其它几本是大陆的.本人认为看这些书最好看国外的,台湾的也行,只要不是大陆产的的. 设计一个电源要关注整个系统,包括负载,整个电流的流动过程要清楚.变压器很重要,仅知道设计方法是不够的,还要知道为什么用这些成熟的方法设计,他的依据是什么!要能推倒出来.磁路理论说穿了就是那两个公式.关键还是理解.
不知道外面做电源的行情如何,我选择了电源,但对其前景还是有点迷惘的.
刚帮别人完成一个带PFC的1400W/30V电源仿造之感想
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@zli
很牛呀,3个月时间,一个人用业余时间就搞定了.能不能发点图片上来呢?移相软开关设计的难点主要在哪里呢?谐振电感是单独的吧?用的什么材质的磁芯呢?
哪里哪里,仅是仿制,所以很快.感觉移相全桥不是很复杂,前面的PFC有很多关键点,如果不是仿制的话很难做到那么好.移相全桥的就用普通的铁氧体,ETD40的,2个串联,加一个12uH的电感,再串电容.看了很多的TI公司资料后,能从原理上分析其道理,再做类似的电源是可以自己设计了.不过移相全桥的副边输出的二极管不能选差了,恢复时间一定要短.我调试时她们购买的元件居然参数不一致,费了很多时间.感觉倍流电路设计很好,能想出这样电路的人的确是牛啊!!中国好像还没有这样的.
照片就不能上传了,找个带PFC的DCDC电源拆开看看就差不多的.
照片就不能上传了,找个带PFC的DCDC电源拆开看看就差不多的.
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@crete
哪里哪里,仅是仿制,所以很快.感觉移相全桥不是很复杂,前面的PFC有很多关键点,如果不是仿制的话很难做到那么好.移相全桥的就用普通的铁氧体,ETD40的,2个串联,加一个12uH的电感,再串电容.看了很多的TI公司资料后,能从原理上分析其道理,再做类似的电源是可以自己设计了.不过移相全桥的副边输出的二极管不能选差了,恢复时间一定要短.我调试时她们购买的元件居然参数不一致,费了很多时间.感觉倍流电路设计很好,能想出这样电路的人的确是牛啊!!中国好像还没有这样的. 照片就不能上传了,找个带PFC的DCDC电源拆开看看就差不多的.
12uH的电感用的是什么材料的磁芯?我以前做个一个移相全桥的实验,感觉这个谐振电感发热很厉害.仿制时磁芯材料你是如何确定的呢?比如PFC电感,你用的是铁硅铝吗?
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@hypower
楼主能否传点照片给大伙开开眼,光听你说不过瘾.
毕竟是人家公司的东西,不方便上传.个人认为大公司出的带PFC电路的DCDC结构差别不会很大,不过我仅看过一家的,不知对否.各位有机会可以拆开一家的看看.
下面是我对PFC控制芯片的理解,仅供对此感兴趣的初学者参考.由于这是本人第一次做开关电源的设计,所以有很多不能说的很明白.附件的是下面文件的word文档,有2张图.由于这段文字是本人的理解所以不涉及他人公司机密;不过PFC的原理图就不能贴出来了,如果参照ti的uc3855的手册,能够明白下面的一些参数.
该电源的控制电源是top244p做的,测试过程中出了很多问题;在此就不多说了.
2.3.2 PFC控制电路/ uc3855周边器件选择
(每个功能要画原理图)
电感设计:
最大线电流峰值 Ipk＝1.414*Pout / 0.95/Vin(min)
＝1.414*1550/0.95/85
＝27A
纹波电流 △I=0.4*Ipk＝11A
占空比 D＝(Vout - 1.414*Vin(min))/Vout
＝ (375-120)/375＝0.68
开关频率 f ＝ 80kHz
电感 L＝1.414*Vin(min)*D/(f*△I)
= 120*0.68/(80kHz*11)
=0.093mH
该电源电路中,电感取0.1mH.
振荡电容 CT:
CT＝ 1/(11200*70kHz)＝1.27nF
该电源电路中,电容取1nF+470pF
乘法器电路:
a 前馈电路的分压电路
设定在最低线电压时(85VAC) Vrms ＝ 1.5V
一般情况下 Vrms输入范围:0~5.5V
电阻分压比: divider＝85*0.9/1＝51:1
(电压有效值与平均值之比是0.9)
设分压电阻的输出部分是 R36＝17.8k欧,整个分流电阻
Rtotal ＝ 51*17.8k＝907.8k
取 R35＝90.9k欧
Rt＝907.8-17.8-90.9＝810k欧
这样R32~R34取270k欧,考虑到分散电压应力,分压电路单个电阻值不能取太大,考虑分成几个小阻值串联.滤波电路的截止频率设定在fp=18Hz:
C40＝ 1/(2*3.14*fp*REQ)=1/(2*3.14*18*95.8k)=92nF
这里 REQ＝Rt//(R35+R36)
C41＝ 1/(2*3.14*fp*R36)=1/(2*3.14*18*17.8k)=497nF
电路中C40＝100nF,C41＝470nF
注:截止频率的设定概述(个人分析,和相关资料不同):
UC3855的Vrms输入从理论上说应该是一个直流电压信号,而输入信号是100~120Hz的正弦半波信号.所以要通过滤波器衰减,从工程上来说,二阶滤波器是最佳的选择:具有合适的衰减倍数,快速的响应速度.最简单的二阶电路用2个电容和电阻组成,即两个RC滤波电路串联.理想状态是这两个滤波电路的截止频率近似相等.考虑到实际的信号频率是100~120HZ,和适当的响应速度,截止频率选择20Hz左右是比较合适的;理想状态下二阶电路对120Hz的信号衰减达50倍左右.在设计二阶RC滤波电路时可以通过仿真软件进行参数的设置,以得到最佳的动态响应和100~120Hz谐波的衰减.在设置电路时,两个RC滤波电路的参数相差倍数越大越好,避免近似相等,负载电阻设计要合适,不能太小.该电源的截止频率选择18Hz.两个RC电路的截止频率分别是:
f1＝ 1/ (R32+R33+R34)*C40
= 1/(270k*3*0.1u)
= 12Hz
f2 = 1/(R35*C41)
= 1/(90.9k*0.47u)
= 23Hz
如果通过传递函数计算,实际2者的截止频率有点偏差,但不影响控制.仿真电路通过波特图设置滤波电路参数,尽量使两个截止频率靠近.使电路的输出近似为直流电压即可.
b 电流参考输入IAC 因为Iiac的输入电流要求小于1mA,这样乘法器才工作在线型区.一般设定Iiac＝500uA对应最大线电压.这样,Iiac端输入电阻为:
R= 1.414*270/500uA
= 764k欧
JW1500W电源取R＝800k欧,用4个200k欧电阻串联(R37~R40),目的是分散各电阻上的电压应力.
c 乘法器输出端电阻Rimo Rimo的计算:当线电压最小时,该管脚输出最大,一般设为1V.这时Iiac＝150uA;因为Vea最大输出是6V,根据乘法器方程有:
1V/Rimo ＝ Iiac*(Vea-1.5)/(Vvrms*Vvrms)
Rimo = 1.5*1.5/(150uA*(6-1.5))
=3.3 k 欧
电路中,Rimo两端应并联一个1nF的高频旁路电容,它对120Hz的乘法器信号影响甚微.
d 电压反馈电路:
Vaout输出范围是1.5~6V,低于1.5V时,乘法器不工作,PWM输出被封锁.电压反馈直接影响PFC的输出电压;如果设定PFC的输出纹波小于1.5%.根据已知参数计算输出的纹波值:
Vo(pk)=Pin*Xco/Vo
＝1550/(375*2*3.14*120*0.6u)
=9.14V = 18.28 Vp-p
Pin:输入功率
Xco:输出电容的阻抗
Vo:PFC输出电压
电压误差放大器对二次谐波的增益为:
Gva＝ △Vvao*1.5%/9.14=5*0.015/9.14
=0.0082 (2- 20)
输入电阻值一般情况考虑其功率为0.25W或0.5W,在这个功耗下,确定输入电阻.输出电压Vo＝375V,如果是0. 5W电阻,则实际功率低于0.2W;设为0.1W.电阻值为
Rin＝375*375/0.1W＝1406k欧
该电源中Rin取1280k欧,用4个270k和一个200k电阻串联而成,这样能减小电阻上的电压应力(布线时要成一条直线).在输出电压375V时,Vsense输入电压要接近3V,略低于3V,这样Vaout输出是一个大于稍大于1.5V的电压.如果高于3V,Vaout就小于1.5V,乘法器不工作.PWM停止输出波形.由此确定电阻R64;如果375V是R64端电压是2.9V:
R64＝1280k*2.9V/375V＝9.9k欧
该电源电路中R64取10k欧.并且并联一个1nF的高频旁路电容.
积分电容C52的确定(图2.20):
图2.20 电压环控制交流输入等效电路
因为Vin的直流成分在运放的反相端接近3V;而交流成分由于有C52存在,会影响Vout的输出,交流成分的衰减与直流成分的衰减比不相等.根据(2-20)式,二次谐波的交流成分的输入衰减要达到:
20*㏒0.0082＝-41.7dB
对于单极点的的传函来说,大于截止频率的信号以-20dB斜率衰减.对于120Hz的二次谐波来说,要有-41.7dB的衰减,要经过2个10倍频;也就是截止频率要设在1.2Hz处;这对系统的动态响应很不利;如果截止频率为10~20Hz左右,比较合适.对于交流成分来说,图2.20的传递函数可写为:
(2-21)
比例系数K＝R62/Rin.如果比例系数小于1,波特图上幅频曲线始终小于0.所以只要K足够小,在截止频率的10倍频时,交流成分的衰减也能达到-40dB.假设20*㏒K＝-21.7dB,那么截止频率就是12Hz;这时K＝0.082,由Rin＝1280k得R62＝105k欧.截止频率为10Hz(对应100Hz得10倍频),从10Hz经过-20dB得衰减到120Hz,衰减得幅值大约是22.5dB;这就要求: 20*㏒K＝-19.2dB
解得 K＝0.11
R62＝0.11*1280k＝140k欧
该电源电路中R62＝150k欧;因为截止频率是10Hz,由
得
C52＝1/(2*3.14*f*R62)
=1/(2*3.14*10*150k)
=100nF
该电源电路中C52＝33nF,这相当于把截止频率降低3倍,为3Hz.同时,R62两端并联一个二极管D31和稳压管ZD1的串联;考虑到Vaout输出范围是0.1~6V,Vsense在3V左右,以及开始时的暂态;稳压管ZD1的电压取值约4.6~5V.
(个人认为,该电容值选择范围很宽,1uF~10nF,基本可以,因为运放得输入端有一个接地电阻,相当于也衰减交流成分;不过电容取小,动态响应过于激烈,电容望大取,可以使动态响应变缓.IT公司得推导省略很多,也存在近似计算;至少我没有看得很懂;以上推导,结果和IT公司得UC3855A/B high performance power factor preregulator 论述得结果相似,但推导过程相差很大.与该电源电源参数选择有较大差异,可能该电源根据工程测试结果进行调整.)
乘法器的总结:纵观乘法器的3个输入和输出,只有C是半波正弦信号.A、B从理论上来说是直流信号,电路中是经过低通滤波后的信号,包含二次谐波成分.A可以看成输出电压反馈,B是输入交流信号的有效值(近似).C就是输入的半波正弦电流信号.当输入电压增加x倍时,B增加 倍,C增加x倍;D值减小x倍;与电流比较时,相当于让正弦电流也减小x倍.在这种情况下,输入功率Pin为:
Pin＝Uin2*Iin2
＝x*Uin1*Iin1/x
＝Uin1*Iin1 (2-23)
Uin1:电压变化前的电压有效值
Iin1 :电压变化前的电流有效值
Uin2:电压变化后的电压有效值
Iin2 :电压变化后的电流有效值
这就保证了输入电压变化时,输入功率保持不变.电路中D信号一般小于1V.
电流合成电路:
(主回路及互感器和UC3855内部结合图)电感电压为U,PFC输出电压Uo,电流互感器的输出电阻R,电容C,电路合成器的电容CI,电流互感器匝比N.电感中的电流变化率:
(2-25)
电流互感器的付边有:
2-26
2-27
所以:
2-28
(2-25)、(2-27)带入(2-28)得
(2-29)
根据UC3855原理图可得
(2-30)
在电压过零点时,B＝0,U＝0,这时把(2-30)代入(2-29)得
(2-31)
注:因为 数值是负的,因为其电压值减少,所以2-31式中把Uo的负号抵消.以上推导是基于电容CI的电流全部通过C泄放,UC3855内部的三极管的e极电流主要是电源提供,且电流放大倍数很大,这样基极电流可以忽略.
在应用中,电流互感器的匝比一般为50~200:1;该电源电路中,取160:1.
Rvs的取值如下:因为在电路运行时,Rvs端电压和Vsense电压相等,为3V.根据电流合成器的原理知:
(2-32)
正常运行最大值500uA左右,要保证C大于零,所以(2-32)式要大于零,即
(2-33)
该电源电路中, .
由于电流合成器的输出有一个20mV的偏置,所以要求乘法器的输出端最小是20mV,所以在IMO的输出端通过7.5V的参考电压提供一个偏置,Rimo＝3.3k,所以串联的电阻是1.2M欧以提供20mV偏置电压.
电流环控制电路
电流环控制电路相当于增加一个双极点单零点环节,一个极点在原点.该环节适合于只有一个极点的补偿,适合所有电流型控制和非连续方式电压型控制.穿越频率位于 和 之间,使系统在工作频率范围内,增益稳定;在低频时,增益很大;频率高于 后,对信号成-20dB的衰减.系统新增的零极点分别是
零点 的位置要比 更靠近原点,也就是 ,这样系统才更加稳定.因为该电源的PFC频率是80kHz左右,所以 <80kHz, >80kHz(图2-30)
图2-30 电流环控制电路及其幅频特性
注:因为对开关电源系统的传递函数及控制分析不熟悉,所以对相关资料的分析不理解,IT公司材料的分析有很多的近似计算;以下分析仅以个人的理解来初步解释该电路
对于该控制环节,对于120Hz的信号,增益非常大.因为该输入是1V以下的信号,控制PFC的输出375V;这个中间就有一个300多倍的关系.所以对于120Hz的信号该环节的放大倍数要有400倍左右;也就是52dB的增益.这相当于2.3倍的10倍频.也就是30kHz左右是0dB时,以20dB衰减的幅频特性在120Hz时,是52dB的增益.如果原来系统的穿越频率是30kHz,那么系统的放大倍数合适.加入电流控制环节,能使穿越频率附近的幅频特性近似相等,且相角裕量也足够,在10kHz以上的信号,增益是2倍左右.(在375V输出情况下,控制环节的放大倍数2倍左右.)基于此,2个转折频率选择如下 , =120kHz;所以该电源的电路参数选择如下:
R48 ＝ 5.1k ( )
R49 ＝ 3.3k
C58 ＝2.2nF ( )
C57 ＝0.22pF ( )
下面是我对PFC控制芯片的理解,仅供对此感兴趣的初学者参考.由于这是本人第一次做开关电源的设计,所以有很多不能说的很明白.附件的是下面文件的word文档,有2张图.由于这段文字是本人的理解所以不涉及他人公司机密;不过PFC的原理图就不能贴出来了,如果参照ti的uc3855的手册,能够明白下面的一些参数.
该电源的控制电源是top244p做的,测试过程中出了很多问题;在此就不多说了.
2.3.2 PFC控制电路/ uc3855周边器件选择
(每个功能要画原理图)
电感设计:
最大线电流峰值 Ipk＝1.414*Pout / 0.95/Vin(min)
＝1.414*1550/0.95/85
＝27A
纹波电流 △I=0.4*Ipk＝11A
占空比 D＝(Vout - 1.414*Vin(min))/Vout
＝ (375-120)/375＝0.68
开关频率 f ＝ 80kHz
电感 L＝1.414*Vin(min)*D/(f*△I)
= 120*0.68/(80kHz*11)
=0.093mH
该电源电路中,电感取0.1mH.
振荡电容 CT:
CT＝ 1/(11200*70kHz)＝1.27nF
该电源电路中,电容取1nF+470pF
乘法器电路:
a 前馈电路的分压电路
设定在最低线电压时(85VAC) Vrms ＝ 1.5V
一般情况下 Vrms输入范围:0~5.5V
电阻分压比: divider＝85*0.9/1＝51:1
(电压有效值与平均值之比是0.9)
设分压电阻的输出部分是 R36＝17.8k欧,整个分流电阻
Rtotal ＝ 51*17.8k＝907.8k
取 R35＝90.9k欧
Rt＝907.8-17.8-90.9＝810k欧
这样R32~R34取270k欧,考虑到分散电压应力,分压电路单个电阻值不能取太大,考虑分成几个小阻值串联.滤波电路的截止频率设定在fp=18Hz:
C40＝ 1/(2*3.14*fp*REQ)=1/(2*3.14*18*95.8k)=92nF
这里 REQ＝Rt//(R35+R36)
C41＝ 1/(2*3.14*fp*R36)=1/(2*3.14*18*17.8k)=497nF
电路中C40＝100nF,C41＝470nF
注:截止频率的设定概述(个人分析,和相关资料不同):
UC3855的Vrms输入从理论上说应该是一个直流电压信号,而输入信号是100~120Hz的正弦半波信号.所以要通过滤波器衰减,从工程上来说,二阶滤波器是最佳的选择:具有合适的衰减倍数,快速的响应速度.最简单的二阶电路用2个电容和电阻组成,即两个RC滤波电路串联.理想状态是这两个滤波电路的截止频率近似相等.考虑到实际的信号频率是100~120HZ,和适当的响应速度,截止频率选择20Hz左右是比较合适的;理想状态下二阶电路对120Hz的信号衰减达50倍左右.在设计二阶RC滤波电路时可以通过仿真软件进行参数的设置,以得到最佳的动态响应和100~120Hz谐波的衰减.在设置电路时,两个RC滤波电路的参数相差倍数越大越好,避免近似相等,负载电阻设计要合适,不能太小.该电源的截止频率选择18Hz.两个RC电路的截止频率分别是:
f1＝ 1/ (R32+R33+R34)*C40
= 1/(270k*3*0.1u)
= 12Hz
f2 = 1/(R35*C41)
= 1/(90.9k*0.47u)
= 23Hz
如果通过传递函数计算,实际2者的截止频率有点偏差,但不影响控制.仿真电路通过波特图设置滤波电路参数,尽量使两个截止频率靠近.使电路的输出近似为直流电压即可.
b 电流参考输入IAC 因为Iiac的输入电流要求小于1mA,这样乘法器才工作在线型区.一般设定Iiac＝500uA对应最大线电压.这样,Iiac端输入电阻为:
R= 1.414*270/500uA
= 764k欧
JW1500W电源取R＝800k欧,用4个200k欧电阻串联(R37~R40),目的是分散各电阻上的电压应力.
c 乘法器输出端电阻Rimo Rimo的计算:当线电压最小时,该管脚输出最大,一般设为1V.这时Iiac＝150uA;因为Vea最大输出是6V,根据乘法器方程有:
1V/Rimo ＝ Iiac*(Vea-1.5)/(Vvrms*Vvrms)
Rimo = 1.5*1.5/(150uA*(6-1.5))
=3.3 k 欧
电路中,Rimo两端应并联一个1nF的高频旁路电容,它对120Hz的乘法器信号影响甚微.
d 电压反馈电路:
Vaout输出范围是1.5~6V,低于1.5V时,乘法器不工作,PWM输出被封锁.电压反馈直接影响PFC的输出电压;如果设定PFC的输出纹波小于1.5%.根据已知参数计算输出的纹波值:
Vo(pk)=Pin*Xco/Vo
＝1550/(375*2*3.14*120*0.6u)
=9.14V = 18.28 Vp-p
Pin:输入功率
Xco:输出电容的阻抗
Vo:PFC输出电压
电压误差放大器对二次谐波的增益为:
Gva＝ △Vvao*1.5%/9.14=5*0.015/9.14
=0.0082 (2- 20)
输入电阻值一般情况考虑其功率为0.25W或0.5W,在这个功耗下,确定输入电阻.输出电压Vo＝375V,如果是0. 5W电阻,则实际功率低于0.2W;设为0.1W.电阻值为
Rin＝375*375/0.1W＝1406k欧
该电源中Rin取1280k欧,用4个270k和一个200k电阻串联而成,这样能减小电阻上的电压应力(布线时要成一条直线).在输出电压375V时,Vsense输入电压要接近3V,略低于3V,这样Vaout输出是一个大于稍大于1.5V的电压.如果高于3V,Vaout就小于1.5V,乘法器不工作.PWM停止输出波形.由此确定电阻R64;如果375V是R64端电压是2.9V:
R64＝1280k*2.9V/375V＝9.9k欧
该电源电路中R64取10k欧.并且并联一个1nF的高频旁路电容.
积分电容C52的确定(图2.20):
图2.20 电压环控制交流输入等效电路
因为Vin的直流成分在运放的反相端接近3V;而交流成分由于有C52存在,会影响Vout的输出,交流成分的衰减与直流成分的衰减比不相等.根据(2-20)式,二次谐波的交流成分的输入衰减要达到:
20*㏒0.0082＝-41.7dB
对于单极点的的传函来说,大于截止频率的信号以-20dB斜率衰减.对于120Hz的二次谐波来说,要有-41.7dB的衰减,要经过2个10倍频;也就是截止频率要设在1.2Hz处;这对系统的动态响应很不利;如果截止频率为10~20Hz左右,比较合适.对于交流成分来说,图2.20的传递函数可写为:
(2-21)
比例系数K＝R62/Rin.如果比例系数小于1,波特图上幅频曲线始终小于0.所以只要K足够小,在截止频率的10倍频时,交流成分的衰减也能达到-40dB.假设20*㏒K＝-21.7dB,那么截止频率就是12Hz;这时K＝0.082,由Rin＝1280k得R62＝105k欧.截止频率为10Hz(对应100Hz得10倍频),从10Hz经过-20dB得衰减到120Hz,衰减得幅值大约是22.5dB;这就要求: 20*㏒K＝-19.2dB
解得 K＝0.11
R62＝0.11*1280k＝140k欧
该电源电路中R62＝150k欧;因为截止频率是10Hz,由
得
C52＝1/(2*3.14*f*R62)
=1/(2*3.14*10*150k)
=100nF
该电源电路中C52＝33nF,这相当于把截止频率降低3倍,为3Hz.同时,R62两端并联一个二极管D31和稳压管ZD1的串联;考虑到Vaout输出范围是0.1~6V,Vsense在3V左右,以及开始时的暂态;稳压管ZD1的电压取值约4.6~5V.
(个人认为,该电容值选择范围很宽,1uF~10nF,基本可以,因为运放得输入端有一个接地电阻,相当于也衰减交流成分;不过电容取小,动态响应过于激烈,电容望大取,可以使动态响应变缓.IT公司得推导省略很多,也存在近似计算;至少我没有看得很懂;以上推导,结果和IT公司得UC3855A/B high performance power factor preregulator 论述得结果相似,但推导过程相差很大.与该电源电源参数选择有较大差异,可能该电源根据工程测试结果进行调整.)
乘法器的总结:纵观乘法器的3个输入和输出,只有C是半波正弦信号.A、B从理论上来说是直流信号,电路中是经过低通滤波后的信号,包含二次谐波成分.A可以看成输出电压反馈,B是输入交流信号的有效值(近似).C就是输入的半波正弦电流信号.当输入电压增加x倍时,B增加 倍,C增加x倍;D值减小x倍;与电流比较时,相当于让正弦电流也减小x倍.在这种情况下,输入功率Pin为:
Pin＝Uin2*Iin2
＝x*Uin1*Iin1/x
＝Uin1*Iin1 (2-23)
Uin1:电压变化前的电压有效值
Iin1 :电压变化前的电流有效值
Uin2:电压变化后的电压有效值
Iin2 :电压变化后的电流有效值
这就保证了输入电压变化时,输入功率保持不变.电路中D信号一般小于1V.
电流合成电路:
(主回路及互感器和UC3855内部结合图)电感电压为U,PFC输出电压Uo,电流互感器的输出电阻R,电容C,电路合成器的电容CI,电流互感器匝比N.电感中的电流变化率:
(2-25)
电流互感器的付边有:
2-26
2-27
所以:
2-28
(2-25)、(2-27)带入(2-28)得
(2-29)
根据UC3855原理图可得
(2-30)
在电压过零点时,B＝0,U＝0,这时把(2-30)代入(2-29)得
(2-31)
注:因为 数值是负的,因为其电压值减少,所以2-31式中把Uo的负号抵消.以上推导是基于电容CI的电流全部通过C泄放,UC3855内部的三极管的e极电流主要是电源提供,且电流放大倍数很大,这样基极电流可以忽略.
在应用中,电流互感器的匝比一般为50~200:1;该电源电路中,取160:1.
Rvs的取值如下:因为在电路运行时,Rvs端电压和Vsense电压相等,为3V.根据电流合成器的原理知:
(2-32)
正常运行最大值500uA左右,要保证C大于零,所以(2-32)式要大于零,即
(2-33)
该电源电路中, .
由于电流合成器的输出有一个20mV的偏置,所以要求乘法器的输出端最小是20mV,所以在IMO的输出端通过7.5V的参考电压提供一个偏置,Rimo＝3.3k,所以串联的电阻是1.2M欧以提供20mV偏置电压.
电流环控制电路
电流环控制电路相当于增加一个双极点单零点环节,一个极点在原点.该环节适合于只有一个极点的补偿,适合所有电流型控制和非连续方式电压型控制.穿越频率位于 和 之间,使系统在工作频率范围内,增益稳定;在低频时,增益很大;频率高于 后,对信号成-20dB的衰减.系统新增的零极点分别是
零点 的位置要比 更靠近原点,也就是 ,这样系统才更加稳定.因为该电源的PFC频率是80kHz左右,所以 <80kHz, >80kHz(图2-30)
图2-30 电流环控制电路及其幅频特性
注:因为对开关电源系统的传递函数及控制分析不熟悉,所以对相关资料的分析不理解,IT公司材料的分析有很多的近似计算;以下分析仅以个人的理解来初步解释该电路
对于该控制环节,对于120Hz的信号,增益非常大.因为该输入是1V以下的信号,控制PFC的输出375V;这个中间就有一个300多倍的关系.所以对于120Hz的信号该环节的放大倍数要有400倍左右;也就是52dB的增益.这相当于2.3倍的10倍频.也就是30kHz左右是0dB时,以20dB衰减的幅频特性在120Hz时,是52dB的增益.如果原来系统的穿越频率是30kHz,那么系统的放大倍数合适.加入电流控制环节,能使穿越频率附近的幅频特性近似相等,且相角裕量也足够,在10kHz以上的信号,增益是2倍左右.(在375V输出情况下,控制环节的放大倍数2倍左右.)基于此,2个转折频率选择如下 , =120kHz;所以该电源的电路参数选择如下:
R48 ＝ 5.1k ( )
R49 ＝ 3.3k
C58 ＝2.2nF ( )
C57 ＝0.22pF ( )
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@crete
毕竟是人家公司的东西,不方便上传.个人认为大公司出的带PFC电路的DCDC结构差别不会很大,不过我仅看过一家的,不知对否.各位有机会可以拆开一家的看看. 下面是我对PFC控制芯片的理解,仅供对此感兴趣的初学者参考.由于这是本人第一次做开关电源的设计,所以有很多不能说的很明白.附件的是下面文件的word文档,有2张图.由于这段文字是本人的理解所以不涉及他人公司机密;不过PFC的原理图就不能贴出来了,如果参照ti的uc3855的手册,能够明白下面的一些参数. 该电源的控制电源是top244p做的,测试过程中出了很多问题;在此就不多说了. 2.3.2PFC控制电路/uc3855周边器件选择(每个功能要画原理图)电感设计: 最大线电流峰值 Ipk＝1.414*Pout/0.95/Vin(min) ＝1.414*1550/0.95/85 ＝27A 纹波电流 △I=0.4*Ipk＝11A 占空比 D＝(Vout-1.414*Vin(min))/Vout ＝(375-120)/375＝0.68 开关频率 f＝80kHz 电感 L＝1.414*Vin(min)*D/(f*△I) = 120*0.68/(80kHz*11) =0.093mH 该电源电路中,电感取0.1mH.振荡电容CT: CT＝1/(11200*70kHz)＝1.27nF 该电源电路中,电容取1nF+470pF乘法器电路: a前馈电路的分压电路设定在最低线电压时(85VAC)Vrms＝1.5V 一般情况下Vrms输入范围:0~5.5V 电阻分压比:divider＝85*0.9/1＝51:1(电压有效值与平均值之比是0.9)设分压电阻的输出部分是R36＝17.8k欧,整个分流电阻 Rtotal＝51*17.8k＝907.8k取 R35＝90.9k欧 Rt＝907.8-17.8-90.9＝810k欧这样R32~R34取270k欧,考虑到分散电压应力,分压电路单个电阻值不能取太大,考虑分成几个小阻值串联.滤波电路的截止频率设定在fp=18Hz: C40＝1/(2*3.14*fp*REQ)=1/(2*3.14*18*95.8k)=92nF 这里 REQ＝Rt//(R35+R36) C41＝1/(2*3.14*fp*R36)=1/(2*3.14*18*17.8k)=497nF电路中C40＝100nF,C41＝470nF注:截止频率的设定概述(个人分析,和相关资料不同):UC3855的Vrms输入从理论上说应该是一个直流电压信号,而输入信号是100~120Hz的正弦半波信号.所以要通过滤波器衰减,从工程上来说,二阶滤波器是最佳的选择:具有合适的衰减倍数,快速的响应速度.最简单的二阶电路用2个电容和电阻组成,即两个RC滤波电路串联.理想状态是这两个滤波电路的截止频率近似相等.考虑到实际的信号频率是100~120HZ,和适当的响应速度,截止频率选择20Hz左右是比较合适的;理想状态下二阶电路对120Hz的信号衰减达50倍左右.在设计二阶RC滤波电路时可以通过仿真软件进行参数的设置,以得到最佳的动态响应和100~120Hz谐波的衰减.在设置电路时,两个RC滤波电路的参数相差倍数越大越好,避免近似相等,负载电阻设计要合适,不能太小.该电源的截止频率选择18Hz.两个RC电路的截止频率分别是: f1＝1/(R32+R33+R34)*C40 = 1/(270k*3*0.1u) = 12Hz f2=1/(R35*C41) =1/(90.9k*0.47u) =23Hz如果通过传递函数计算,实际2者的截止频率有点偏差,但不影响控制.仿真电路通过波特图设置滤波电路参数,尽量使两个截止频率靠近.使电路的输出近似为直流电压即可. b电流参考输入IAC 因为Iiac的输入电流要求小于1mA,这样乘法器才工作在线型区.一般设定Iiac＝500uA对应最大线电压.这样,Iiac端输入电阻为: R=1.414*270/500uA =764k欧 JW1500W电源取R＝800k欧,用4个200k欧电阻串联(R37~R40),目的是分散各电阻上的电压应力.c乘法器输出端电阻Rimo Rimo的计算:当线电压最小时,该管脚输出最大,一般设为1V.这时Iiac＝150uA;因为Vea最大输出是6V,根据乘法器方程有: 1V/Rimo＝Iiac*(Vea-1.5)/(Vvrms*Vvrms) Rimo =1.5*1.5/(150uA*(6-1.5))=3.3k欧 电路中,Rimo两端应并联一个1nF的高频旁路电容,它对120Hz的乘法器信号影响甚微.d电压反馈电路: Vaout输出范围是1.5~6V,低于1.5V时,乘法器不工作,PWM输出被封锁.电压反馈直接影响PFC的输出电压;如果设定PFC的输出纹波小于1.5%.根据已知参数计算输出的纹波值: Vo(pk)=Pin*Xco/Vo ＝1550/(375*2*3.14*120*0.6u) =9.14V=18.28Vp-pPin:输入功率Xco:输出电容的阻抗Vo:PFC输出电压 电压误差放大器对二次谐波的增益为: Gva＝△Vvao*1.5%/9.14=5*0.015/9.14=0.0082 (2-20)输入电阻值一般情况考虑其功率为0.25W或0.5W,在这个功耗下,确定输入电阻.输出电压Vo＝375V,如果是0.5W电阻,则实际功率低于0.2W;设为0.1W.电阻值为 Rin＝375*375/0.1W＝1406k欧该电源中Rin取1280k欧,用4个270k和一个200k电阻串联而成,这样能减小电阻上的电压应力(布线时要成一条直线).在输出电压375V时,Vsense输入电压要接近3V,略低于3V,这样Vaout输出是一个大于稍大于1.5V的电压.如果高于3V,Vaout就小于1.5V,乘法器不工作.PWM停止输出波形.由此确定电阻R64;如果375V是R64端电压是2.9V: R64＝1280k*2.9V/375V＝9.9k欧该电源电路中R64取10k欧.并且并联一个1nF的高频旁路电容.积分电容C52的确定(图2.20): 图2.20电压环控制交流输入等效电路因为Vin的直流成分在运放的反相端接近3V;而交流成分由于有C52存在,会影响Vout的输出,交流成分的衰减与直流成分的衰减比不相等.根据(2-20)式,二次谐波的交流成分的输入衰减要达到:20*㏒0.0082＝-41.7dB对于单极点的的传函来说,大于截止频率的信号以-20dB斜率衰减.对于120Hz的二次谐波来说,要有-41.7dB的衰减,要经过2个10倍频;也就是截止频率要设在1.2Hz处;这对系统的动态响应很不利;如果截止频率为10~20Hz左右,比较合适.对于交流成分来说,图2.20的传递函数可写为: (2-21)比例系数K＝R62/Rin.如果比例系数小于1,波特图上幅频曲线始终小于0.所以只要K足够小,在截止频率的10倍频时,交流成分的衰减也能达到-40dB.假设20*㏒K＝-21.7dB,那么截止频率就是12Hz;这时K＝0.082,由Rin＝1280k得R62＝105k欧.截止频率为10Hz(对应100Hz得10倍频),从10Hz经过-20dB得衰减到120Hz,衰减得幅值大约是22.5dB;这就要求:20*㏒K＝-19.2dB解得 K＝0.11 R62＝0.11*1280k＝140k欧该电源电路中R62＝150k欧;因为截止频率是10Hz,由 得 C52＝1/(2*3.14*f*R62) =1/(2*3.14*10*150k) =100nF该电源电路中C52＝33nF,这相当于把截止频率降低3倍,为3Hz.同时,R62两端并联一个二极管D31和稳压管ZD1的串联;考虑到Vaout输出范围是0.1~6V,Vsense在3V左右,以及开始时的暂态;稳压管ZD1的电压取值约4.6~5V.(个人认为,该电容值选择范围很宽,1uF~10nF,基本可以,因为运放得输入端有一个接地电阻,相当于也衰减交流成分;不过电容取小,动态响应过于激烈,电容望大取,可以使动态响应变缓.IT公司得推导省略很多,也存在近似计算;至少我没有看得很懂;以上推导,结果和IT公司得UC3855A/Bhighperformancepowerfactorpreregulator论述得结果相似,但推导过程相差很大.与该电源电源参数选择有较大差异,可能该电源根据工程测试结果进行调整.) 乘法器的总结:纵观乘法器的3个输入和输出,只有C是半波正弦信号.A、B从理论上来说是直流信号,电路中是经过低通滤波后的信号,包含二次谐波成分.A可以看成输出电压反馈,B是输入交流信号的有效值(近似).C就是输入的半波正弦电流信号.当输入电压增加x倍时,B增加倍,C增加x倍;D值减小x倍;与电流比较时,相当于让正弦电流也减小x倍.在这种情况下,输入功率Pin为: Pin＝Uin2*Iin2 ＝x*Uin1*Iin1/x ＝Uin1*Iin1 (2-23) Uin1:电压变化前的电压有效值Iin1:电压变化前的电流有效值Uin2:电压变化后的电压有效值Iin2:电压变化后的电流有效值这就保证了输入电压变化时,输入功率保持不变.电路中D信号一般小于1V.电流合成电路:(主回路及互感器和UC3855内部结合图)电感电压为U,PFC输出电压Uo,电流互感器的输出电阻R,电容C,电路合成器的电容CI,电流互感器匝比N.电感中的电流变化率: (2-25)电流互感器的付边有: 2-26 2-27所以: 2-28(2-25)、(2-27)带入(2-28)得 (2-29)根据UC3855原理图可得 (2-30)在电压过零点时,B＝0,U＝0,这时把(2-30)代入(2-29)得 (2-31)注:因为数值是负的,因为其电压值减少,所以2-31式中把Uo的负号抵消.以上推导是基于电容CI的电流全部通过C泄放,UC3855内部的三极管的e极电流主要是电源提供,且电流放大倍数很大,这样基极电流可以忽略.在应用中,电流互感器的匝比一般为50~200:1;该电源电路中,取160:1.Rvs的取值如下:因为在电路运行时,Rvs端电压和Vsense电压相等,为3V.根据电流合成器的原理知: (2-32)正常运行最大值500uA左右,要保证C大于零,所以(2-32)式要大于零,即 (2-33)该电源电路中, .由于电流合成器的输出有一个20mV的偏置,所以要求乘法器的输出端最小是20mV,所以在IMO的输出端通过7.5V的参考电压提供一个偏置,Rimo＝3.3k,所以串联的电阻是1.2M欧以提供20mV偏置电压. 电流环控制电路电流环控制电路相当于增加一个双极点单零点环节,一个极点在原点.该环节适合于只有一个极点的补偿,适合所有电流型控制和非连续方式电压型控制.穿越频率位于和之间,使系统在工作频率范围内,增益稳定;在低频时,增益很大;频率高于后,对信号成-20dB的衰减.系统新增的零极点分别是 零点的位置要比更靠近原点,也就是,这样系统才更加稳定.因为该电源的PFC频率是80kHz左右,所以80kHz(图2-30)图2-30电流环控制电路及其幅频特性注:因为对开关电源系统的传递函数及控制分析不熟悉,所以对相关资料的分析不理解,IT公司材料的分析有很多的近似计算;以下分析仅以个人的理解来初步解释该电路对于该控制环节,对于120Hz的信号,增益非常大.因为该输入是1V以下的信号,控制PFC的输出375V;这个中间就有一个300多倍的关系.所以对于120Hz的信号该环节的放大倍数要有400倍左右;也就是52dB的增益.这相当于2.3倍的10倍频.也就是30kHz左右是0dB时,以20dB衰减的幅频特性在120Hz时,是52dB的增益.如果原来系统的穿越频率是30kHz,那么系统的放大倍数合适.加入电流控制环节,能使穿越频率附近的幅频特性近似相等,且相角裕量也足够,在10kHz以上的信号,增益是2倍左右.(在375V输出情况下,控制环节的放大倍数2倍左右.)基于此,2个转折频率选择如下,=120kHz;所以该电源的电路参数选择如下: R48＝5.1k ( ) R49＝3.3kC58＝2.2nF ()C57＝0.22pF ()
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初学者可以到下面的链接里把1983-2004年的研讨会的资料都下载,看完,理解,特别是磁路理论.个人认为能做小功率开关电源了.
http://focus.ti.com/analog/docs/training.tsp?familyId=64
本人主要从事大功率电源研究,开关电源仅是兴趣而做.不过做好开关电源很难,很多知识必须知道!建议有能力者好好看看《电磁学》和《高电压工程》这两本书,很有帮助,最好看非大陆人写的.
做工程要有理论指导,任何错误或现象都能用理论解释,如果你解释不了就证明你还没有学好.这是本人的经验.
初学者还是多看书吧,你们能很快赶上那些不继续学习的前辈们的.
http://focus.ti.com/analog/docs/training.tsp?familyId=64
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做工程要有理论指导,任何错误或现象都能用理论解释,如果你解释不了就证明你还没有学好.这是本人的经验.
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@crete
初学者可以到下面的链接里把1983-2004年的研讨会的资料都下载,看完,理解,特别是磁路理论.个人认为能做小功率开关电源了.http://focus.ti.com/analog/docs/training.tsp?familyId=64本人主要从事大功率电源研究,开关电源仅是兴趣而做.不过做好开关电源很难,很多知识必须知道!建议有能力者好好看看《电磁学》和《高电压工程》这两本书,很有帮助,最好看非大陆人写的. 做工程要有理论指导,任何错误或现象都能用理论解释,如果你解释不了就证明你还没有学好.这是本人的经验. 初学者还是多看书吧,你们能很快赶上那些不继续学习的前辈们的.
崇拜你!有时间多向你讨教!
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@crete
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谢谢了,以后还请多多指教!
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