1. 任务
设计并制作一个变流器及负载试验时的能量回馈装置，其结构如图1所示。
变流器进行负载试验时，需在其输出端接负载。通常情况下，输出电能消耗在该负载上。为了节能，应进行能量回馈。负载试验时，变流器1（逆变器）将直流电变为交流电，其输出通过连接单元与变流器2（整流器）相连，变流器2将交流电转换成直流电，并回馈至变流器1的输入端，与直流电源一起共同给变流器1供电，从而实现了节能。
2．要求
（1）变流器1输出端c、d仅连接电阻性负载，变流器1能输出50Hz、25V±0.25V、2A的单相正弦交流电。 （20分）
（2）在要求（1）的条件下，变流器1输出交流电的频率范围可设定为20Hz～100H，
步进1Hz。 （15分）
（3）变流器1与能量回馈装置按图1所示连接，系统能实现能量回馈，变流器1输出电流I1= 1A。 （20分）
（4）变流器1与能量回馈装置按图1所示连接，变流器1输出电流I1= 2A，要求直流电源输出功率Pd越小越好。
3．说明
（1）图1所示的变流器1及能量回馈装置仅由直流电源供电，直流电源可采用实验室的直流稳压电源。
（2）图1中的“连接单元”可根据变流器2的实际情况自行确定。
（3）电路制作时应考虑测试方便，合理设置测试点。
（4）能量回馈装置中不得另加耗能器件。
（5）图1中，a、b与c、d端应能够测试，a、c端应能够测量电流；c、d端应能够断开，另接其他阻性负载。
随着科技的发展，各种各样的电子设备的能量损耗也日益增多。如何把电路装置中损耗的能量利用回收成为了当今电子技术行业的一项重要研究。已知目前的能量回馈技术主要应用于电梯、矿山提升机、港口起重机、工厂离心机、油田抽油机等多种场合，而在电源方面应用较少。本课题变流器负载实验中的能量回馈装置设计则叙述了一种较为详细的应用于变流器带载时的损耗能量回馈设计，提出了一种关于电源能量回馈节能的参考方案。
国外，为了解决电动机处于再生发电状态产生的再生能量，德国西门子公司已经推出了电机四象限运行的电压型交-直-交变频器，日本富士公司也成功研制了电源再生装置，如RHR系列、FRENIC系列电源再生单元，它把有源逆变单元从变频器中分离出来，直接作为变频器的一个外围装置，可并联到变频器的直流侧，将再生能量回馈到电网中。同时，国外有研制四象限电压型交-直-交变频器及电网侧脉冲整流器。上述装置普遍存在价格昂贵，再加上一些产品对电网的要求很高，不适合我国的国情的问题。
国内，在中小容量系统中大都采用能耗制动方式，即通过内置或外加制动电阻的方法将电能消耗在大功率电阻器中，该方法虽然简单，有如下严重缺点：
(1) 浪费能量，降低了系统的效率。(2) 电阻发热严重，影响系统的其他部分正常工作。(3) 有时不能及时抑制快速制动产生的泵升电压，限制了制动性能的提高。 同时，国内关于中小容量系统能量回馈控制的研究正在进行，但基本上都处于实验阶段。
目前，国内使用能量回馈系统的大功率设备主要有，船厂、港口等地的大型起重机，矿山中提升矿石的提升机，工厂中分离物质的大型离心机，油田的大型抽油机。其次，应用最普遍的是各类大容量的电梯。
该方法的实现有以下几种方案：
方案一：等面积法。该方案实际上就是SPWM法原理的直接阐释,用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波,然后计算各脉冲的宽度和间隔,并把这些数据存于微机中,通过查表的方式生成PWM信号控制开关器件的通断，以达到预期的目的.由于此方法是以SPWM控制的基本原理为出发点，可以准确地计算出各开关器件的通断时刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在计算繁琐，数据占用内存大，不能实时控制的缺点.
方案二：硬件调制法。硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的,其原理就是把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波,通过对载波的调制得到所期望的PWM波形.通常采用等腰三角波作为载波,当调制信号波为正弦波时,所得到的就是SPWM波形.其实现方法简单，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路,用比较器来确定它们的交点,在交点时刻对开关器件的通断进行控制,就可以生成SPWM波.但是，这种模拟电路结构复杂，难以实现精确的控制，不易改变输出频率且成本较高。
方案三：采用纯独立元器件搭SPWM输出系统。优点是稳定性高，缺点是元器件数量过多，电路设计麻烦，增加调试难度，可靠性降低，出现问题时不容易排除。
方案四：软件生成法。由于微机技术的发展使得用软件生成SPWM波形变得比较容易,因此，软件生成法也就应运而生.软件生成法其实就是用软件来实现调制的方法。使用具有产生SPWM功能的单片机（stm32），采用正弦表扫描方法用软件输出SPWM，进而驱动逆变电路。优势：不用额外设计电路，控制可靠，价格成本适当，且单片机性能优良稳定性较好，且能实现频率步进可调。
方案一：采用单相半桥逆变电路，优势是电路设计比较简单，元器件较少。缺点是输出电压幅值为输入的一半且带载能力不强，负载过大时电压波形会出现严重失真，直流侧需要两电容串联，要控制两者电压均衡。
方案二：采用单相全桥逆变电路，因为全桥逆变在一个周期内输出由正负段叠加，单相全桥逆变电路相比于半桥逆变电路，故此在相同输出的情况下，理论上的输出是半桥输出电压的两倍。这样输出电压相对更大，且带载时的波形畸变比较小。
综上，由于设计要求输出的电压为25V±0.5V，采用半桥逆变理论上至少需要输入电压为50V，此时电源输出功率Pd较大，达不到设计要求，故此我选用全桥逆变电路。目前大部分逆变电路都是采用的电压型逆变，因为它的技术更成熟，且电压源供电比电流源供电更容易控制，故本设计采用电压型单相全桥逆变电路。
本设计采用的是IR2104半桥驱动器，IR2104是高压、告诉功率型场效应管（POWER MOSFE）和绝缘栅双极型晶体管（IGBT）的带高、低端参考输出通道的驱动器件。采用高压集成电路和锁存器专用技术在不使用CMOS技术的情况下仍可实现增强型结构。逻辑输入可与标准CMOS或LSTTL输出相匹配，电压可低至3.3V。输出驱动特性为采用一个高脉冲电流缓冲级设计来达到最小的跨导值。采用浮动通道技术驱动的N沟道功率MOSFET或IGBT高压侧可在10~600V电压下工作.
自举原理：自举就是让一个点的电位抬高，但这个抬高是相对的。如图3-2来说，当上桥臂通的时候，HO1点相对于VS1点抬高，这叫自举。通过HO1和VS1的电位差，自举可以使得上桥臂的Q1（见图3-3，下同）得以导通。上管通,下管断,下管通，上管断。当全桥下管导通，VS1和Q1都是低电平，这时12V直流电源对C5、C7充电。等换路时，左上角上管导通，此时，Q1处在可变电阻区，Q1管的ds端近似理解为导线，VS1点电位被抬高到30V左右，HO1和VS1之间有电容，两端电压不突变，所以C5和C7的左边那端就充当了电源，把HO1点电位抬高到12+电容两端电压。同理，可以解释HO2点位的自举。
逆变电路与整流电路相对应，把直流电变成交流电称为逆变。在电路设计当中，全桥的作用非常重要，当桥式整流电路当中的四个二极管封装在一起时就构成了全桥电路，而全桥电路实际上就是我们常说的H桥电路。
H桥式电机驱动电路包括4个MOS管和一个电机。要使电机运转，必须导通对角线上的一对三极管。根据不同三极管对的导通情况，电流会从左至右或从右至左流过电机，从而控制电机的转向。通常，大功率电机、变频器等，末端都是由大功率管、IGBT等元件组成的H桥或3相桥。每个桥的上半桥和下半桥是是绝对不能同时导通的，但高速的PWM驱动信号在达到功率元件的控制极时，往往会由于各种各样的原因产生延迟的效果，造成某个半桥元件在应该关断时没有关断，进而使功率元件烧毁。
另外，全桥逆变电路负载两端的电压幅度是半桥逆变电路的两倍。相对于本设计，单片机产生两组互补SPWM波分别给IR2104的输入口，然后HO1、LO1端产生一组互补波，并且IR2104自带死区，此时MOS管是交替导通的，避免上下桥臂同时导通。
如图3-3，当Q1管和Q4管导通时，电流就从电源正极经Q1从左至右穿过电机，然后再经Q4回到电源负极，同样，当Q2和Q3导通时，电流就从电源正极经过Q3从右至左穿过电机，然后再经过Q2回到电源负极。
从单相全桥逆变电路出来的SPWM波还是矩形波，需要把SPWM波还原为设定频率的正弦波。本设计要求输出2A以上的电流，因为RC结构的低通滤波器电阻会耗能，不能采用，所以选择LC低通滤波器。当占空比大于1：1的脉冲到来时，C充电时间大于放电时间，输出电平上升：窄脉冲到来时，放电时间长，输出电平下降，正好与正弦幅度变化相一致。
普通变压器是根据电器设备需要的电压和电流高低,把它们控制在一个需要的使用范围内。隔离变压器主要是隔离电源与负荷，使两边不存在直接的电的联系。一般用在低压仪器及实验上。隔离变压器与普通变压器具有共同点，他们的工作原理都是利用电磁感应原理。隔离变压器则更偏重于隔离电压保护设备以及保护使用者的人身安全。根据所学的相关专业，本设计选用18V-36V的普通升压变压器，原理简单，性能稳定，价格实惠，能达到设计的需求。
STM32产生SPWM波
本次设计的重点，是在以STM32为主控核心控制器的作用下，利用程序算法产生两路单极性的SPWM波且作用在MOS驱动上。SPWM全称正弦脉冲宽度调制技术，是用一系列等幅不等宽的脉冲等效正弦波。SPWM技术是基于“面积相等，效用等效”原理，即形状不同的窄脉冲信号对于时间的积分相等(面积相等)，其效果相同。将半周期的正弦波在时间轴上等分成若干份，这些部分的面积依次呈先增大，再减小的趋势变化，面积两边对称；若每一部分用对应面积相等，等宽不等幅的矩形脉冲代替，则这些脉冲的高度就会呈现依次先增高，再降低的趋势，脉冲高度两边对称；进一步说，如果被等分的正弦波与横轴围成的区域用对应面积相等，等幅不等宽的矩形脉冲代替，则这一系列脉冲的宽度就会依次呈现出先变宽，后变窄，宽度两边对称的有规律的变化。SPWM波正是用一系列等幅不等宽的矩形脉冲来等效正弦波的。
如图4-2所示，当ALIENTEK MiniSTM32 V3版开发板通上电以后，输出的两路SPWM波分别在PA8、PA13引脚上。按下按键WK_UP，此时为调节频率的模式，KEY0键和KEY1键分别为增加和减小频率。当再次按下WK_UP时，此时切换到调节调制比的模式，KEY0键和KEY1键分别为增加和减小调制比。只需要控制WK_UP键，就可以控制频率或者调制比的加减。
（1） 损耗来源
a) LC（当中心频率与所要滤除的分量相差较大时损耗比较大，在实际情况中，采用的是大型的绕线电感，偏差可能会比较大）。
b) 消耗在MOS管上的损耗。
c) 整流桥上二极管的压降。
（2） 在接上负载的情况下，逆变出来的电压会降低
（3） 多阶滤波器效果会更好，电容选择MKP Hi-Fi电容，耐压大，无极电容，误差较小，综合耗材考虑，采用二阶LC滤波器
（4） 测试MOS管是否被击穿：万用表二极管挡位下测漏极和源极的电压大致为0.5~0.6伏，(红表笔接源极，黑表笔接漏极)
（5） 关于MOS管的选型:
IRF3205,IRF540,CSD18533,CSD19535
pwm是脉宽调制,在电力电子中，最常用的就是整流和逆变。这就需要用到整流桥和逆变桥。对三相电来说，就需要三个桥臂。以两电平为例，每个桥臂上有两个电力电子器件，比如igbt。这两个igbt不能同时导通，否则就会出现短路的情况。因此，设计带死区的pwm波可以防止上下两个器件同时导通。也就是说，当一个器件导通后关闭，再经过一段死区，这时才能让另一个导通。 死区就是在上半桥关断后，延迟一段时间再打开下半桥或在下半桥关断后，延迟一段时间再打开上半桥，从而避免功率元件烧毁。这段延迟时间就是死区。(就是上、下半桥的元件都是关断的)死区时间控制在通常的低端单片机所配备的PWM中是没有的。选用STM32F1系列的单片机SPWM波输出可以控制死区时间，但是鉴于IR2104输出自带适合的死区时间，所以不用考虑单片机输出死区时间 死区时间是PWM输出时，为了使H桥或半H桥的上下管不会因为开关速度问题发生同时导通而设置的一个保护时段，所以在这个时间，上下管都不会有输出，当然会使波形输出中断，死区时间一般只占百分之几的周期。但是PWM波本身占空比小时，空出的部分要比死区还大，所以死区会影响输出的纹波，但应该不是起到决定性作用的。
变流器负载实验中的能量回馈装置采用STM32为核心实现了将直流逆变为交流消耗在负载上，并实现连接单元连接整流器输出直流连接至逆变器输入端，实现能量的回馈，从而实现了节能。变流器1输出频率误差小于0.1%，并能实现1hz步进可调，输出电压上下波动小于0.10伏，电源输出功率Pd小于10%，能量回馈高达80%以上。
期待更新啊 让我们一起学习学习