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搞电力电子的对IGBT可能再熟悉不过了，全称绝缘栅双极性晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor），是由MOS（绝缘栅型场效应管）和BJT（双极性晶体管）组成的复合全控型功率半导体器件，俗称电力电子装置的“CPU”，通过十几伏的门极控制信号，即可实现kV级电压和kA级电流的控制，作为国家战略性新兴产业，在轨道交通、智能电网、工业节能、电动汽车与新能源装备等领域应用极为广泛。
但是你真的了解IGBT吗？今天我们就来讨论一下IGBT的关断过程，在开始之前，先抛出一个问题，大家可以考虑一下，图1展示了IGBT关断门极电阻和电压尖峰的关系：
图1. IGBT关断过压与门极电阻关系[1]
增加IGBT的门极关断电阻，电压尖峰反而增加？这是什么鬼？是不是和我们想象的不一样。
我们再来看下IGBT关断电阻与关断损耗的关系，通过图2可以看出IGBT的关断电阻对关断损耗的影响甚微。
图2. IGBT关断损耗与门极电阻关系[2]
从以上两张图片可知，通过门极电阻影响IGBT关断特性似乎并不理想，然而事实确实如此，那就没有解决方法了吗？方法肯定是有的，先卖个关子，等后面再说！
今天我们先简单聊聊IGBT的关断过程，从根源上分析一下导致上述现象的原因。
要想了解IGBT的关断过程，有必要对IGBT的工作原理做简单回顾，前面已经提到IGBT是由MOS和BJT组成的功率器件。图1展示了NPT型IGBT的内部结构和等效电路，我们都知道IGBT属于双极性器件，即电子和空穴均参与导电。假设流过MOS的电子电流为In，流过pnp晶体管的空穴电流为Ip，那么流过IGBT的集电极电流Ic=In+Ip。
图3 IGBT等效电路
根据晶体管的工作原理可知，PNP晶体管的集电极电流Ip与基极电流In之间存在如下关系：
其中，βpnp为晶体管的共射极电流放大系数，αpnp为晶体管的共基极电流放大系数。需要注意的是IGBT集电极一侧的PNP晶体管，仅仅是在结构上等效为PNP晶体管，在性能上和实际用于电流放大的晶体管相差甚远[3]。真实的晶体管能起到电流放大作用，即Ip>>In，而对于IGBT，电子电流In和空穴电流Ip基本相当。
说完晶体管，再来说说MOS，我们都知道MOS属于电压控制型器件，MOS的沟道电流In在开关过程中与门极电压有如下关系：
式中，Kp为与器件结构和载流子特性相关的系数，Vge,th为阈值电压。
说到这里大家可能有点明白了，我们控制IGBT门极电压实际上控制的是内部MOS，直接受影响的就是电子电流In，而空穴电流Ip和门极电压Vge并没有直接的关系。
回到主题，让我们再来看看IGBT的关断过程，通常情况下根据IGBT的外特性可以将其关断过程分为5个阶段，如下图所示：
图4. IGBT关断外特性
阶段1（t0-t1）：栅极电容放电，门极电压以指数形式下降至弥勒平台电压值Vgep。
阶段2（t1-t2）：弥勒平台阶段，门极电压基本保持不变，Vgep电压取决于负载电流大小，栅电流给弥勒电容充电，集电极电压略微上升。
阶段3（t2-t3）：集电极电压上升阶段，IGBT集电极电压Vce迅速上升至母线电压。同时门极电压由弥勒平台Vgep下降至阈值电压Vge,th，门极完全关断。
阶段4（t3-t4）：集电极电流下降阶段，IGBT集电极电压已经上升至母线电压Vdc，与IGBT相对应的二极管进入正向导通阶段，负载电流由IGBT迅速转移至二极管。电流Ic迅速下降至拖尾电流，由于杂散电感存在，集电极电压有一定的电压过冲。
阶段5（t4-t5）：拖尾电流过程，该阶段电流下降的快慢主要由器件的载流子寿命所决定。
可能会有人提出疑问，为什么在电流开始下降时，栅极就关断了？好多论文给的图是在IGBT集电极电流下降到0时，栅极才会关断啊。这些图对于简单的理解IGBT开关特性是没有什么问题的，严格来说确实有点问题，但是大家也不要太过纠结，事实上我们很难测试IGBT栅极到底是什么时候关断的，因为我们毕竟不是研究半导体的，很多参数也不知道！
下面从内部机理层面再来描述一下IGBT的关断过程：
首先看一下IGBT关断之前内部载流子的分布情况，图5对应图4 中t0时刻以前，即通态下IGBT内部载流子的分布情况。在这里我们主要讨论N-基区内的载流子分布，因为IGBT的开关特性主要受N-基区载流子影响。通态下，N-基区充满了电子和空穴，因此该区域也可以称为载流子存储区(Carrier Storage Region，CSR )或等离子区（Plasma）。通态过程中，IGBT内部基区电子电流和空穴电流大致为3：1，主要是因为在同样的条件下，电子的迁移率是空穴迁移率的3倍[4]。
图5. t0时刻以前载流子分布
当在IGBT栅极施加一个为零或负的偏置电压时，器件进入关断过程。首先，随着门极电压的减小，由N+源区经MOS沟道注入到N-基区的电子电流逐渐减少，而此时外部的集电极电流受负载电感影响保持不变，因此IGBT模块内部电子电流和空穴电流将偏离其原有的平衡状态。图3描述了该阶段IGBT内部N-基区载流子的变化情况，对应图4 中 t0-t3时间段载流子分布，其中N-基区左侧的CSR区域依然存在大量电子和空穴对。N-基区右侧为空间电荷区(Space Charge Region，SCR )，该区域内没有剩余载流子，也可以称为耗尽层，在IGBT关断过程中该区域承载电压，SCR区域内电子电流逐渐减小，而空穴电流逐渐增大。
图6. t0-t3时间段载流子分布
当IGBT的栅极电压继续减小至阈值电压Vgeth时，内部MOS导电沟道完全关断，In1为0，切断了PNP晶体管的基极电流。PNP晶体管的发射极将不再向N-基区注入空穴，图7对应IGBT关断外特性的t3时刻，该时刻空间电荷区的电子电流为0，负载电流完全由空穴电流Ip1维持，而CSR区域的电子和空穴依然存在。
图7. t3时刻载流子分布
当IGBT集电极电压Vce上升至母线电压时，集电极电流迅速下降，IC的下降速率由器件自身特性决定，将不再受门极控制。图8对应图4中的t3-t4时间段。该阶段完成后，CSR区域还剩下少量载流子，剩余载流子的消除主要由自身复合率决定，对外呈现为拖尾电流。
图8. t3-t4时间段载流子分布
讲到这里大家可能明白了，IGBT集电极电流下降速度是否能由门极控制，关键在IGBT电流下降阶段，MOS沟道注入的电子电流是否还起作用。在这里我们可以用公式来描述IGBT的关断下降速率：
通过公式不难发现，要想在关断的时候控制集电极电流下降斜率，In1必须要有一定的话语权才可以，如何才能增加MOS沟道电子电流的比重呢？
有两种方法，一种是减缓IGBT的关断速度，另一种是向门极注入电子电流。两种方法目前都在IGBT门极驱动上均有较好的应用。减缓关断速度又有哪些方法呢? 增加电阻当然可以，但是带来的关断延时或损耗都非常大，得不偿失；另一种方法就是采用有源驱动技术，只在IGBT电流下降阶段，采取措施减缓IGBT的关断速度，该方法能够在开关延时、过压和损耗之间取得较好的折中。国内飞仕得数字驱动就有该功能，有兴趣的可以去了解一下！那向门极注入电流又是怎么实现的呢？这就是我们常说的集电极电压有源钳位技术，关于有源钳位技术介绍，网上可以搜一下原Concept技术大牛魏炜写的文章。如果后面大家对IGBT有源驱动技术感兴趣，我们可以在专门讨论一下。
今天先讲到这里，可能有人会问，你好像还有个问题没有说清楚啊？IGBT增大门极电阻，关断尖峰会增加是怎么回事呢？是的，说明你仔细阅读本文了！这个问题我们留在第二部分讲，一篇文章写的太长，大家可能没有那么多耐心读下去！
好了，今天就给大家分享到这里吧，希望能起到抛砖引玉的作用，如果有不对的地方还请指正！谢谢！
参考文献：
[1] Y. Onozawa, M. Otsuki, and Y. Seki. Investigation of carrier streaming effect for the low spike fast IGBT turn-off[C]. IEEE International Symposium on Power Semiconductor Devices and IC's, 2006: 1–4.
[2] Infineon FF1400R17IP4 IGBT module datasheet.
[3] 赵善麒, 高勇，王彩琳 等. 绝缘栅双极性晶体管（IGBT）设计与工艺[M]. 机械工业出版社.
[4] H.-G. Eckel FS, K. Fleisch. Turn-off behaviour of high voltage NPT- and FS- IGBT[C]. EPE-PEMC, 13th International Power Electronics and Motion Control Conference Poznan, Poland, 2008: 48-53.