D基本不变是由伏秒值平衡决定的.D在暂态中是有比较大的变化的,其作用是抬高电流的均值,这也意味着送能的能力增强.暂态的变化过程说起来比较麻烦,简单点说就是负载加大使占空比增加,使变压器储能增大,但也意味着送能时间的减少,电压跟着下降,而电压下降也意味着不必送出更多的能量,从而使滞留在变压器里的能量比较多,在下一个周期,变压器从一个新的更高的起点开始储能,可供提供的能量就增加了,然后逐步进入新的稳态.

考虑过这个问题.低输入伴随的必定是大电流,开通和关断时的损耗还是很惊人的,特别是频率还比较高的情况下(没办法,要做小做薄啊).当然,有更好的方法,欢迎推荐.另一个考虑是关于EMI的.如果是硬开关,要减小开通和关断损耗,开关速度必须要快,担心产生太多辐射干扰,又得想办法去抑制了.

多谢!SEPIC需要两个大的电感,恐怕会比较麻烦,因为体积会加大很多.而且主开关的电流应力也会比较大,损耗未必会小.目前拟采用的设计是buck-boost,软开关加同步整流(同步整流看最终效率情况看是否采用),但buck-boost软开关部分没有现成的控制IC,线路都要自己搭,头痛!因为采用现成的电流模式IC加辅助线路,最大的麻烦恐怕在斜率补偿上,因为要适应输出电压可变的要求.还请大家多多指教一下.

老大,看看你的公式,那本来就是在连续模式下伏秒值相等才推导出来的呀.认为所有开关为理想开关,则有(Vin-Vout)*Ton=Vout*Toff,将Toff用Ts-Ton代,得到的就是Vout=Vin*D.断续模式下,上面写的第一个等式也就是伏秒值相等才成立.请记住公式成立的条件,断续模式下,是得不到Toff=Ts-Ton的.

第一个问题,分两种情况,DCM和CCM,在DCM情况下所提的表达式不在适用,而还能成立的是伏秒值相等;CCM情况,可以用示波器看一下,电流峰值实际上在减小,但斜坡的幅度仍保持不变.根本情况是,表征次级输出功率的是平均电流,这跟你看到的情况保持一致.第二个问题,同意鹅兄.一方面有些IC本身不能占空比为零,另外就是即便占空比可以为零,但本身耗电比较大.前一种好理解,鹅兄已解释.后一种,如果有过冲情况发生(开关电源本身就是一惯性系统),IC被长期闭锁,供电不足,造成反复起动.加一假负载就是增加系统的阻尼,以保持系统稳定.

请教大师一个问题,用buck的话,在输入电压高于输出时PFC必须一直工作以维持输出不变,这样子是否能保证0.5W的空载要求?用boost的话是可以停掉PFC的.

反没反,自己看一下就知道.这只是一个尖波吸收电路,当关断时,电阻被二极管短路,二极管直接跟电容串联进行吸收.如果有电阻串入,关断电流势必在电阻上有压降,从而削弱电容的缓冲作用,因此,要达到相同的钳位效果,电阻就必须取得比较小,从而加大了损耗.电阻的加入,其实是给电容提供一个能量泄放通道,同时也避免电容中所有的储能都消耗在开通时的开关管上从而造成开关过热.电容和电阻的取值,要参照你火牛的漏感,最大的导通电流,开关管的耐压来决定.具体来说,就是考虑漏感能量全部转移到吸收电容所产生的电压尖峰,加上高压电压,加上一定的裕量应该小于开关管的耐压值,因而,在漏感值已知的情况小可以确定电容值(实际计算值应该足够,因为漏感能量中有一部分损耗掉了.),而电阻的值可以通过电容放电的公式来算得,就是在给定的最小放电时间内电容电压要降到期望值,具体可以通过调试来最后确定.

当然会高!两部分损耗:初级mosfet开通的容性损耗,次级diode关断的关断损耗.高压部分不太明显是因为高压时恰好工作在DCM模式,类似于准谐振.要提高效率,在匝比选定的情况下,可以考虑选用导通电阻和输出电容比较低的mosfet,并适当增大变压器电感(要考虑最低工作频率哦),理由:由于在DCM模式工作,电流峰值大,选用小电阻mosfet可以减小这部份增加的导通损耗;由于准谐振的主要作用是使开关在较低电压下开通,故大电感和小电容可以使谐振峰的谷值更低,且大电感可以使工作频率降低(相同输入电压输出功率和匝比确定的情况下,两者成反比,且电流峰值不变),降低开关损耗.澄清一下,人家可以做到89-90%的效率不是因为你们的IC,而是因为10N60对65W来说足够,且最重要的是采用了RM10的变压器,可以做到小size(磁芯小,匝数少,从而低磁损低铜损),小漏感(漏磁少,当然这部分损耗小啦).

加油,你的效率太低了.

如果你想做小鸡蛋,而且有人愿意带你而你又正好有电子基础,那么一年应该够了;如果你想做大点功率的,三年,三年应该不算多.三年的时间,你可以积累足够的感性的认识,可以理解到你遇到的大多数现象并做出合理解释和解决它,你会明白设计不仅仅是把一个产品做出功能,而是要涉及到热,电磁,成本,以及产品的可制造性和可装配性.没有理解到这些的,都不能算是一个合格的RD工程师.